謝 濤,楊 雷,王 丹

(1.中國空空導彈研究院,河南 洛陽 471009;2.河南科技大學 電子信息工程學院,河南洛陽 471003)

DFT-S-GMC系統(tǒng)中均勻?qū)ьl信道估計方法性能分析

謝 濤1,楊 雷2,王 丹2

(1.中國空空導彈研究院,河南 洛陽 471009;2.河南科技大學 電子信息工程學院,河南洛陽 471003)

針對我國提出的離散傅里葉(DFT)擴頻廣義多載波(DFT-S-GMC)系統(tǒng),給出了使用均勻分布導頻的信道估計方法。該方法首先采用最小二乘算法估計導頻音的信道頻響,然后內(nèi)插或外推非導頻音的信道頻響,再利用信道頻響DFT過采樣特性,數(shù)據(jù)塊特定用戶數(shù)據(jù)子帶信道頻響可由與之對應的導頻塊內(nèi)子載波處信道頻響線性內(nèi)插獲得,并在時間維上線性內(nèi)插出數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響。最后,通過仿真比較分析了高低階插值、內(nèi)插外推方法以及導頻密度對信道估計方法性能的影響。

DFT擴頻廣義多載波系統(tǒng);信道估計;最小二乘;內(nèi)插;外推

1 引 言

目前,3GPP LTE(或B3G)正建立一個能獲得高傳輸速率、低等待時間、基于包優(yōu)化可演進的無線接入架構(gòu)。針對LTE物理層的上行傳輸要求,我國提出了一種基于離散傅立葉變換(DFT)擴頻廣義多載波(DFT-S-GMC)系統(tǒng)上行傳輸方案[1-3],該方案具有低峰均比、對時頻同步誤差及多址干擾魯棒的優(yōu)勢,可滿足上行傳輸?shù)幕疽蟆?/p>

由于無線信道的陰影衰落和頻率選擇性衰落對實際通信系統(tǒng)的影響比較嚴重,所以信道估計的好壞將直接影響到整個系統(tǒng)的性能優(yōu)劣。目前,無線通信系統(tǒng)信道估計方法的研究已有很多[4-9]。然而,數(shù)據(jù)和導頻采用的調(diào)制方式不同,這就對無線DFT-S-GMC系統(tǒng)的信道估計技術(shù)提出了很大的挑戰(zhàn)。因此,在DFT-S-GMC系統(tǒng)框架下對信道估計方法進行研究是一項非常迫切且有意義的工作。目前,DFT-S-GMC系統(tǒng)信道估計方法的研究仍十分有限[6]。文獻[6]僅對傳統(tǒng)均勻?qū)ьl分配方案和與數(shù)據(jù)子帶映射的導頻方案作了簡單比較,均勻?qū)ьl分配方案下導頻密度、內(nèi)插外推以及導頻序列選擇等問題仍尚未提及。

本文給出了適用于DFT-S-GMC系統(tǒng)模型均勻?qū)ьl映射方案信道估計方法流程,并利用大量仿真實驗對內(nèi)插外推方法、高低階插值及導頻密度對DFT-S-GMC系統(tǒng)導頻塊和數(shù)據(jù)塊信道估計性能的影響進行分析比較。

2 系統(tǒng)模型

DFT-S-GMC是一種基于DFT擴展和濾波器組的傳輸技術(shù),它可以實現(xiàn)時頻域的雙正交,在DFT-S-GMC上行傳輸方案中,數(shù)據(jù)和導頻采用了不同的調(diào)制方式:數(shù)據(jù)采用DFT-S-GMC調(diào)制方式,而導頻采用傳統(tǒng)的OFDM的調(diào)制方式,導頻和數(shù)據(jù)之間則采用時分復用(TDM)方式傳送,以實現(xiàn)用戶間的頻分復用,其帶有信道估計的系統(tǒng)原理如圖1所示。

圖1 使用信道估計器的DFT-S-GMC系統(tǒng)框圖Fig.1 Block diagram of DFT-S-GMC systems with channel estimation

圖2 導頻分配和與數(shù)據(jù)子帶的對應關(guān)系Fig.2 Pilot allocation and the relationship between pilot subcarriers and data subbands

均勻映射導頻分布方案導頻子載波和DFT-S-GMC系統(tǒng)數(shù)據(jù)子帶對應的關(guān)系如圖2所示。圖2中,特定用戶u的個導頻按照均勻映射方式映射到正交頻分復用符號的相應位置上,其他子載波或子帶為零,用于其他用戶的頻分復用,形成相應的導頻映射序列為

根據(jù)奈奎斯特時頻采樣定理,導頻的插入應該滿足下述關(guān)系式:

式中,Bp為子載波帶寬,Bc是信道的相干帶寬。若式(3)不成立,則信道估計無法跟蹤信道頻率響應在頻域維上發(fā)生的變化。然后,對映射后的導頻序列式(1)進行逆傅里葉變換,插入循環(huán)前綴后形成短導頻塊,以完成導頻子帶調(diào)制。將形成的數(shù)據(jù)塊和導頻塊按照IEEE 802.16e子幀參數(shù)[1]組成一個完整的DFT-S-GMC子幀并通過發(fā)射天線發(fā)射出去。

接收端首先按照IEEE 802.16e子幀結(jié)構(gòu)對經(jīng)過時變頻選衰落信道的DFT-S-GMC子幀信號進行導頻塊的提取,去除循環(huán)前綴,根據(jù)特定用戶導頻子載波位置提取導頻子載波位置的接收符號,則第 l個符號第pΔ個子載波處的接收導頻符號可表示為

式中,H[l,pΔ]表示第 l個符號塊傳輸期間在第pΔ個子載處的信道頻率響應,W[l,pΔ]為加性高斯白噪聲。由于在一個LTE子幀內(nèi),第2個短塊和第7個短塊是導頻傳輸塊,所以 l=2和7。然后,根據(jù)式(4),聯(lián)合接收機已知的發(fā)端導頻序列,可對導頻塊內(nèi)特定用戶子載波處的信道頻響進行估計,進而恢復數(shù)據(jù)塊內(nèi)特定用戶子帶處的信道頻響估計,用以計算接下來的信道均衡器系數(shù)。

3 信道估計方法

本節(jié)將研究均勻?qū)ьl映射方案下DFT-SGMC系統(tǒng)特定用戶數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響的獲得方法,估計流程如圖1的信道估計模塊所示,其算法流程步驟如下。

Step 1 對導頻塊內(nèi)導頻音進行頻域最小二乘信道估計為

式中,導頻塊索引為 l=2和7。

Step 2 通過內(nèi)插或外推獲得導頻塊內(nèi)非導頻音信道估計。在圖2數(shù)據(jù)子帶和導頻子載波對應關(guān)系中,實線箭頭代表導頻音,虛線箭頭代表對應數(shù)據(jù)子帶位置的非導頻音。由于導頻的放置有一定的間隔(為Δ),所以導頻塊內(nèi)對應數(shù)據(jù)子帶非導頻音處的信道頻響需要由導頻音處的信道頻響內(nèi)插或外推估計得到。內(nèi)插與外推的區(qū)別在于:內(nèi)插是獲得數(shù)據(jù)點之間新數(shù)據(jù)點值的方法,而外推是構(gòu)造數(shù)據(jù)點之外新數(shù)據(jù)點的過程。所以對頻率邊緣處的信道頻響進行外推,可以得到完整的信道頻響。下面結(jié)合DFT-S-GMC系統(tǒng)工作原理,分別考慮兩種內(nèi)插或外推的方法[8-9]。

(1)線性內(nèi)插與外推方法

第l個符號期間非導頻音子載波 pΔ+δ處的信道估計可由下式線性內(nèi)插得到:

頻譜邊緣子載波處信道頻響可由下式線性外推獲得:

(2)spline內(nèi)插與外推方法

spline內(nèi)插避免了用高階多項式對等距點進行內(nèi)插時產(chǎn)生的龍格現(xiàn)象(類似于傅里葉級數(shù)中的吉布斯現(xiàn)象),因此,這里考慮了spline內(nèi)插和外推的方法恢復非導頻音處的信道頻響,其可由Matlab工具中interp1函數(shù)來實現(xiàn),以得到整個導頻塊內(nèi)信道頻率的全響應為

Step 3 計算導頻塊內(nèi)對應數(shù)據(jù)子帶位置子載波處信道頻響估計。由于16e子幀結(jié)構(gòu)數(shù)據(jù)塊長度是導頻塊長度的2倍,所以數(shù)據(jù)塊內(nèi)信道頻響長度為導頻塊內(nèi)信道頻響長度的2倍[6]。為便于理解,我們利用圖3給出了特定理想信道實現(xiàn)下256點導頻塊DFT信道頻響和512點數(shù)據(jù)塊DFT信道頻響之間的過采樣特性。由于信道頻響存在DFT過采樣特性,所以類似于文獻[6],在短導頻塊內(nèi)對相應子載波位置信道頻響做線性內(nèi)插即可得到短導頻塊內(nèi)和數(shù)據(jù)特定子帶等帶寬的信道頻響 HlLS。

圖3 信道頻響DFT過采樣特性Fig.3 DFT oversampling characteristics of channel frequency response

Step 4 在時間維對數(shù)據(jù)塊內(nèi)特定用戶數(shù)據(jù)子帶信道頻響進行線性內(nèi)插為

式中,l=1,2,…,4。另外,第1個和第8個數(shù)據(jù)塊的信道頻響可直接由各自相鄰導頻塊信道頻響做如下外推為

4 仿真結(jié)果分析

考慮一個單發(fā)單收單用戶DFT-S-GMC上行傳輸系統(tǒng),其仿真參數(shù)的設置如表1所述。以下實驗是獨立進行10次的Monte Carlo仿真的平均結(jié)果,其中信道估計性能分別由導頻塊信道頻率全響應估計的均方誤差(MSE)和數(shù)據(jù)塊數(shù)據(jù)子帶信道頻響估計MSE來衡量。

表1 仿真參數(shù)Table 1 The simulation parameters

4.1 高低階內(nèi)插與外推方法的比較

圖4比較了不同信道下導頻塊線性內(nèi)插、spline內(nèi)插、線性外推和spline外推方法的MSE性能,其中導頻個數(shù)為64,導頻間隔為4,此時的導頻分配方案適用于8個數(shù)據(jù)子帶的用戶,導頻是CAZAC序列。結(jié)果表明:由于外推比內(nèi)插預測出了頻率邊緣處的信道頻響,所以外推比內(nèi)插方法估計性能更優(yōu)。又由于 PB信道比 VA信道頻選更加嚴重,所以在VA60信道下,外推比內(nèi)插帶來了更大的性能增益。另外,在不同信道下的高信噪比端,高階外推均好于低階外推的估計性能,在PB3信道下,高階內(nèi)插優(yōu)于低階內(nèi)插的信道估計性能,但在VA60信道下,高低階內(nèi)插性能幾乎一致。這是由于在高信噪比端,對于PB3信道而言,和背景噪聲相比,內(nèi)插誤差占主導,而對于VA60信道,背景噪聲則占主要地位。

圖4 導頻塊不同內(nèi)插與外推方法MSE性能Fig.4MSE performance of different interpolation and extrapolation methods in pilot blocks

圖5和圖6分別給出了集中式數(shù)據(jù)子帶和分布式數(shù)據(jù)子帶映射模式下內(nèi)插與外推MSE性能的比較結(jié)果。由圖可知,在不同信道下,高階內(nèi)插或外推比低階內(nèi)插或外推估計性能更優(yōu),尤其在PB3信道下,性能改善更為顯著。和導頻塊MSE性能不同,此時外推方法和內(nèi)插方法相比優(yōu)勢并不明顯。這是因為數(shù)據(jù)塊MSE僅衡量特定用戶數(shù)據(jù)子帶處信道頻響估計性能,和數(shù)據(jù)子帶的位置有關(guān),而導頻塊的MSE值評價的是信道全響應的估計性能,與數(shù)據(jù)子帶位置無關(guān)。所以若特定用戶不占用頻率邊緣的頻帶,則外推方法對內(nèi)插方法的性能改善將不明顯。

圖5 集中式數(shù)據(jù)塊不同內(nèi)插與外推方法MSE性能Fig.5 MSE performance of different interpolation and extrapolation methods in localized data blocks

圖6 分布式數(shù)據(jù)塊不同內(nèi)插與外推方法MSE性能Fig.6 MSE performance of different interpolation and extrapolation methods in distributed data blocks

4.2 不同導頻密度下信道估計性能比較

圖7～9分別比較了導頻塊、集中式或分布式數(shù)據(jù)塊在導頻密度為128/2、64/4和32/8時MSE性能,其非導頻音外推方法是“spline”?？梢钥闯?在PB 3 km/h信道和VA 60 km/h信道下,隨著導頻密度的減少,導頻塊和數(shù)據(jù)塊的MSE性能都逐漸變差,也即對于大帶寬用戶基于均勻映射導頻的信道估計方法性能優(yōu)良,但當用戶帶寬比較小時,信道估計性能不理想。

圖7 不同導頻密度的導頻塊MSE性能Fig.7 MSE performance of different pilot densities in pilot blocks

圖8 集中式數(shù)據(jù)塊不同導頻密度的MSE性能Fig.8 MSE performance under different pilot densities in localized data blocks

圖9 分布式數(shù)據(jù)塊不同導頻密度下MSE性能Fig.9 MSE performance under different pilot densities in distributed data blocks

5 結(jié) 論

本文在DFT-S-GMC系統(tǒng)框架下研究了使用均勻?qū)ьl的信道估計方法,給出了算法流程,仿真分析了內(nèi)插或外推、導頻密度及數(shù)據(jù)子帶映射方式對信道估計性能的影響,并比較了導頻塊和數(shù)據(jù)塊信道估計的MSE性能。分析得知,使用高階外推的信道估計方法性能最好,大帶寬用戶的信道估計性能明顯優(yōu)于小帶寬用戶;導頻塊的信道估計MSE性能和數(shù)據(jù)塊信道估計MSE不同,這是由于數(shù)據(jù)塊的MSE考慮了DFT-S-GMC系統(tǒng)數(shù)據(jù)子帶映射方式,所以使用數(shù)據(jù)塊的MSE值對DFT-S-GMC系統(tǒng)信道估計性能進行分析是比較合理的。本文的研究工作將為DFT-S-GMC系統(tǒng)新信道估計方法的獲得提供理論依據(jù)。

[1]3GPP R1-051388,DFT-S-GMC for E-UTRA Uplink[S].

[2]Zhang X D,LiM Q,Wang H F,et al.DFT spread generalized multi-carrier scheme for broadband mobile communications[C]//Proceedings of the 17thAnnual IEEE International Symposium on Personal,Indoor and Mobile Radio Communications.Helsinki:IEEE,2006:1-5.

[3]李明奇,張小東,李元杰,等.基于DFT擴頻的廣義多載波頻分多址上行鏈路傳輸方案-DFT-S-GMC[J].電信科學,2006,22(6):5-10.

LI Ming-qi,ZHANG Xiao-dong,LI Yuan-jie,et al.A DFT SpreadGeneralized Multi-Carrier BasedFDMA Scheme for Uplink Transmission[J].Telecommunications Science,2006,22(6):5-10.(in Chinese)

[4]van de Beek J J,EdforsO,Sandell M,et al.On channel estimation in OFDM systems[C]//Proceedings of the 45th IEEE Vehicular Technology Conference.Chicago,IL:IEEE,1995:815-819.

[5]Edfors O,SandellM,van de Beek J J,et al.OFDM channel estimation by singular value decomposition[J].IEEE Transactions on Communications,1998,46(7):931-939.

[6]耿煊,蔣鈴鴿.一種適合DFT擴頻廣義多載波系統(tǒng)的導頻輔助信道估計方案[J].上海交通大學學報,2008,42(4):664-669.

GENG Xuan,JIANG Ling-ge.A Pilot-Aided Channel Estimation Scheme for DFT Spread Generalized Multi-carrier System[J].Journal of Shanghai Jiaotong University,2008,42(4):664-669.(in Chinese)

[7]Wang D,Jiang L G,He C.Robust noise variance and channel estimation for SC-FDE UWB systems under narrowband interference[J].IEEE Transactions on Wireless Communications,2009,8(6):3249-3259.

[8]Coleri S,ErgenM,Puri A,et al.Channel estimation techniquesbased on pilot arrangement inOFDM systems[J].IEEE Transactions on Broadcasting,2002,48(3):223-229.

[9]李小文,宋海貝,方前軍.LTE系統(tǒng)中基于改進樣條插值的信道估計方法[J].電訊技術(shù),2011,51(4):106-110.

LI Xiao-wen,SONG Hai-bei,FANG Qian-jun.A Channel EstimationAlgorithm Based on Improved Spline Interpolation in LTE Systems[J].Telecommunication Engineering,2011,51(4):106-110.(in Chinese)

XIE Tao was born in Luoyang,Henan Province,in 1977.He received the M.S.degree from Beihang University in 2011.He is now an engineer.His research concerns signal analysis and processing and computer testing technology.

楊 雷(1979—),男,河南洛陽人,2006年于河南科技大學獲碩士學位,現(xiàn)為講師,主要研究方向為信號分析與處理、智能傳感技術(shù)以及計算機檢測技術(shù);

YANG Lei was born in Luoyang,Henan Province,in 1979.He received the M.S.degree from Henan University of Science and Technology in 2006.He is now a lecturer.His research concerns signal analysis and processing,intelligent sensor technology and computer testing technology.

王 丹(1979—),女,遼寧大石橋人,2009年于上海交通大學獲博士學位,現(xiàn)為副教授、碩士生導師,主要研究方向為通信信號處理、計算機檢測技術(shù)和多學科協(xié)同仿真與建模。

WANG Dan was born in Dashiqiao,Liaoning Province,in 1979.She received the Ph.D.degree from Shanghai Jiaotong University in 2009.She is now an associate professor and also the instructor of graduate students.Her research concerns signal processing on communications,computer testing technology and multidisciplinary collaborative simulation and modeling.

Email:wangdaniel2004@163.com

The National Natural Science Foundation of China(No.61101167);The Aeronautical Science Foundation of China(No.20110142002);The Scientific Research Foundation for the Doctors of Henan University of Science and Technology(No.09001409);The Youth Science Foundation of Henan University of Science and Technology(2010QN0019);The Science and Technique Foundation of Henan Province(No.112102210431)

Performance Analysis of Channel Estimation Using Pilots Allocated Evenly for DFT-S-GMC Systems

XIE Tao1,YANG Lei2,WANGDan2
(1.China Airborne Missile Academy,Luoyang 471009,China;2.Electronic Information Engineering College,Henan University of Science and Technology,Luoyang 471003,China)

For the DFT spreading generalized multi-carrier(DFT-S-GMC)system proposed by China,the channel estimation method using pilots allocated evenly is proposed.Firstly,the channel frequency responses(CFRs)at the pilot tones are estimated as a rule of least square,which are utilized to interpolate or extrapolate the CFRs at the other frequency tones.Then,by exploiting the DFT oversampling characteristics,the CFRs at the user-specified date subbands of the data block can be obtained by interpolating linearly the channel estimates at the subcarriers positions of the pilot block corresponding to the data subbands.Finally,the channel estimates at the specified data subbands can be interpolated linearly in the time dimension by the estimated CFRs above.The influence of high or low order interpolation and extrapolation,and the pilot density on channel estimation are analysed and compared by simulations.

DFT-S-GMC system;channel estimation;least square;interpolation;extrapolation

TN911.7

A

10.3969/j.issn.1001-893x.2012.06.020

1001-893X(2012)06-0933-06

2011-12-21;

2012-03-13

國家自然科學基金資助項目(61101167);航空科學基金項目(20110142002);河南科技大學博士科研啟動基金資助項目(09001409);河南科技大學青年科學基金資助項目(2010QN0019);河南省科技攻關(guān)計劃項目(112102210431)

謝 濤(1977—),男,河南洛陽人,2011年于北京航空航天大學獲碩士學位,現(xiàn)為工程師,主要研究方向為信號分析與處理以及計算機檢測技術(shù);