李 磊 唐棟材

（南京理工大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 南京 210094）

1 引言

傳統(tǒng)的交流變換器輸出的脈沖波大多都是0、1兩種電平，在高電壓、大容量的情況下，開(kāi)關(guān)管承受的電壓應(yīng)力大，諧波含量多，不利于濾波器的設(shè)計(jì)[1,2]。三電平變換器輸出的脈沖波是0、1/2、1三種電平，開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力小，諧波含量少，有利于濾波器的設(shè)計(jì)，可以采用耐壓等級(jí)低的器件實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)高的電能變換，使得電力電子技術(shù)可以應(yīng)用在高電壓、大功率的場(chǎng)合[3-6]。

自1980年日本學(xué)者A.Nabse提出三電平中點(diǎn)鉗位式逆變器以來(lái)，吸引了許多學(xué)者致力于探索新的多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在DC-DC、DC-AC和AC-DC變換等方面，都取得了顯著的成果[7-10]。近年來(lái)，有些學(xué)者進(jìn)一步研究多電平技術(shù)在交流變換器中的應(yīng)用，拓?fù)涑龇歉綦x式和隔離式三電平交流變換器。

本文基于基本兩電平交流開(kāi)關(guān)單元，得到了三電平交流開(kāi)關(guān)單元，將其應(yīng)用到基本變換器中獲得了三電平交流變換器。將Buck型三電平和Boost型兩電平交流變換器進(jìn)行組合，本文提出了一種新穎的級(jí)聯(lián)式交流斬波器，深入研究了其工作原理和控制策略，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該交流斬波器及其控制策略的可行性和正確性。

2 電路拓?fù)?/h2>

2.1 交流三電平開(kāi)關(guān)單元

基于電力電子開(kāi)關(guān)單元的串、并思想，把圖1a所示的兩電平交流開(kāi)關(guān)單元以串聯(lián)方式進(jìn)行組合，可以得到圖1b所示的三電平交流開(kāi)關(guān)單元。

圖1 交流開(kāi)關(guān)單元Fig.1 AC switch unit

2.2 交流斬波器拓?fù)?/h3>

將三電平交流開(kāi)關(guān)單元應(yīng)用到Buck型交流變換器中，可得到Buck型三電平交流斬波器，如圖2所示。

圖2 Buck型三電平交流斬波器Fig.2 Buck mode TL AC chopper

Buck型三電平交流斬波器只能實(shí)現(xiàn)降壓輸出，這限制了其應(yīng)用范圍。本文將Buck型三電平和Boost型兩電平交流變換器進(jìn)行組合，提出了一種新穎的級(jí)聯(lián)式交流斬波器，如圖3所示。

圖3 級(jí)聯(lián)式交流斬波器Fig.3 Cascade mode AC chopper

該級(jí)聯(lián)式交流斬波器結(jié)合了Buck型和Boost型變換器的優(yōu)點(diǎn)，擴(kuò)大了輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍；但是該交流斬波器的輸入輸出不共地，而且要求分壓電容Cd1、Cd2上的電壓相等，否則會(huì)導(dǎo)致輸出三電平電壓不對(duì)稱(chēng)，這又限制了該斬波器的應(yīng)用范圍。因此，本文又提出了輸入輸出共地的級(jí)聯(lián)式交流斬波器，如圖4所示。

圖4 輸入輸出共地的級(jí)聯(lián)式交流斬波器Fig.4 Cascade mode AC chopper with input and output sharing the same ground

3 工作原理

為便于分析工作原理，做如下假設(shè)：

（1）開(kāi)關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想元件，而且電源內(nèi)阻為零。

（2）浮動(dòng)電容Cb足夠大，可以看作電壓為ui/2的恒壓源。

（3）一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，儲(chǔ)能電感電流連續(xù)。

按照輸入電壓極性和儲(chǔ)能電感電流極性劃分，該交流斬波器可分為A(ui＞0，iLf＞0)、B(ui＞0,iLf＜0)、C(ui＜0,iLf＜0)和D(ui＜0,iLf＞0)四個(gè)工作區(qū)間，每個(gè)工作區(qū)間都包含有四種開(kāi)關(guān)模態(tài)。由于開(kāi)關(guān)管工作在高頻狀態(tài)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，斬波器工作狀態(tài)可以等效為直流狀態(tài)。該交流斬波器的原理波形如圖5所示。

圖5 級(jí)聯(lián)式交流斬波器的原理波形Fig.5 Pricipal waveforms of cascade mode AC chopper

3.1 工作區(qū)間A(ui>0，iLf>0)

在此工作區(qū)間，開(kāi)關(guān)管S1、S2′、S3′、S4、S5和S6′高頻斬控，其余開(kāi)關(guān)管常通，交流電源向交流負(fù)載傳遞能量。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)可以分為四個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài)：

（1）開(kāi)關(guān)模態(tài)1[t0～t1]：開(kāi)關(guān)管S2、S4、S5導(dǎo)通，電壓源ui向浮動(dòng)電容Cb和儲(chǔ)能電感Lf中存儲(chǔ)能量，負(fù)載由電容Co供電，如圖6a所示。儲(chǔ)能電感電流iLf線性增加，其上升量Δi1為

（2）開(kāi)關(guān)模態(tài)2[t1～t2]：開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通，S2分?jǐn)啵妷涸磚i繼續(xù)向儲(chǔ)能電感Lf中存儲(chǔ)能量，浮動(dòng)電容Cb兩端電壓保持不變，負(fù)載仍由電容Co供電，如圖6b所示。iLf繼續(xù)線性增加，其上升量Δi2為

（3）開(kāi)關(guān)模態(tài)3[t2～t3]：開(kāi)關(guān)管S3、S6導(dǎo)通，浮動(dòng)電容Cb和儲(chǔ)能電感Lf共同向負(fù)載供電，如圖6c所示。iLf開(kāi)始線性下降，其下降量Δi3為

（4）開(kāi)關(guān)模態(tài)4[t3～t4]：開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通，S1分?jǐn)?，?chǔ)能電感Lf開(kāi)始續(xù)流，如圖6d所示。iLf繼續(xù)線性下降，其下降量Δi4為

t4時(shí)刻結(jié)束，該交流斬波器進(jìn)入下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，工作過(guò)程與前一個(gè)周期相同。

3.2 工作區(qū)間B（ui＞0,iLf＜0）

此區(qū)間中，開(kāi)關(guān)管S1、S2′、S3′、S4、S5和S6′高頻斬控，其余開(kāi)關(guān)管常通，交流負(fù)載向交流電源回饋能量。工作區(qū)間C、D的工作過(guò)程分別與A、B相似，不再贅述。

圖6 工作區(qū)間A中的四種開(kāi)關(guān)模態(tài)Fig.6 Four switching states in operation mode A

4 輸出與輸入關(guān)系

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)儲(chǔ)能電感電流的變化量應(yīng)為零，即上升量與下降量應(yīng)相等，因此有

將式（1）～式（4）代入式（5），得輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為

式中，D為開(kāi)關(guān)管S4（S5）和S4′（S5′）的占空比；D′為S1和S1′的占空比。

在不考慮斬波器損耗的情況下，根據(jù)輸入輸出功率相等，可以得到負(fù)載電流和輸入電流的關(guān)系為

5 控制電路設(shè)計(jì)

為了確保輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力為ui/2、斬波器可實(shí)現(xiàn)0、ui/2和ui三種電平輸出，浮動(dòng)電容Cb兩端的電壓應(yīng)該控制為ui/2。由以上分析可知：通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)管S1、S1′、S4和S4′的占空比，就可以實(shí)現(xiàn)浮動(dòng)電容電壓uCb的控制。因此，本文提出了輸出電壓和浮動(dòng)電容電壓聯(lián)合控制策略，其控制框圖如圖7所示。

圖7 帶有浮動(dòng)電容電壓控制的控制電路框圖Fig.7 Control diagram with control of flying capacitor voltage

圖7中，浮動(dòng)電容電壓的誤差放大信號(hào)uEA-ic與輸出電壓的誤差放大信號(hào)uEA-uof線與作為誤差修正信號(hào)uEA1，將uEA1取反得-uEA1，把uEA1、-uEA1與鋸齒波uRAMP1進(jìn)行比較，通過(guò)基本門(mén)電路可得到S3～S6′的控制波形；將uEA-ic取反與uEA-uof線與作為誤差修正信號(hào)uEA2，將uEA2取反得-uEA2，把uEA2、-uEA2與鋸齒波uRAMP2進(jìn)行比較，通過(guò)基本門(mén)電路可獲得S1、S1′、S2和S2′的控制波形。

如果uCb小于ui/2，則uEA-ic為正，uEA1升高，S4、S4′的占空比增大，同時(shí)uEA2降低，S1、S1′的占空比減小，通過(guò)對(duì)占空比的一增一減控制，可使uCb上升為ui/2；另一方面，如果uCb大于ui/2，則uEA-ic為負(fù)，uEA1降低，S4、S4′的占空比減小，同時(shí)uEA2升高，使S1、S1′的占空比增大。通過(guò)對(duì)占空比的一減一增控制，可使uCb下降為ui/2。

6 實(shí)驗(yàn)研究

級(jí)聯(lián)式交流斬波器原理樣機(jī)的主要參數(shù)如下：額定容量S=500V·A，輸入電壓Ui=220V±22V（50Hz），輸出電壓Uo=220V（50Hz），開(kāi)關(guān)頻率fs=100kHz，浮動(dòng)電容Cb=4.7μF/450V，儲(chǔ)能電感Lf=800μH，濾波電容Co=4.7μF/450V，負(fù)載功率因數(shù)cosφ=-0.75～0.75。

級(jí)聯(lián)式交流斬波器的主要實(shí)驗(yàn)波形，如圖8所示。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出：輸出電壓波形正弦度高，質(zhì)量好；浮動(dòng)電容電壓控制為輸入電壓的一半；儲(chǔ)能電感電流展開(kāi)波形與理論分析一致；獲得了0、ui/2和ui三種電平波形；前級(jí)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力得到了降低，僅為輸入電壓的一半；交流斬波器實(shí)現(xiàn)了升降壓變換。原理樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果很好地驗(yàn)證了級(jí)聯(lián)式交流斬波器及其控制策略的可行性和正確性。

圖8 主要實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Primary experimental waveforms

7 結(jié)論

本文基于基本開(kāi)關(guān)單元，提出了一種新穎的級(jí)聯(lián)式交流斬波器，并對(duì)其工作原理和控制策略進(jìn)行了研究，可以得到如下主要結(jié)論：

（1）將三電平和兩電平交流變換器進(jìn)行組合，可獲得級(jí)聯(lián)式交流斬波器。

（2）級(jí)聯(lián)式交流斬波器，具有功率變換級(jí)數(shù)少、雙向功率流、前級(jí)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力可降低、輸出電壓波形質(zhì)量好、可實(shí)現(xiàn)三電平波形和升降壓變換及后級(jí)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力未降低等特點(diǎn)。

（3）所提出的輸出電壓和浮動(dòng)電容電壓聯(lián)合控制策略，正確可行，可適用于其它帶有浮動(dòng)電容的三電平交流斬波器中。

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