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        一種隔離式雙向全橋DC/DC變換器的控制策略

        2012-01-25 07:44:40武琳張燕枝李子欣王平李耀華劉志剛
        電機(jī)與控制學(xué)報 2012年12期
        關(guān)鍵詞:全橋等效電路變流器

        武琳,張燕枝,李子欣,王平,李耀華,劉志剛

        (1.北京交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院,北京100044;2.中國科學(xué)院電工研究所 中國科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動重點實驗室,北京100190)

        0 引言

        隔離式雙向全橋DC/DC變換器,又稱雙有源橋(Dual Active Bridge),這種隔離式DC/DC變換器的優(yōu)勢在于:中(高)頻變壓器能夠?qū)崿F(xiàn)電氣隔離,使系統(tǒng)獲得更高的可靠性;逆變側(cè)和整流側(cè)的開關(guān)管可以實現(xiàn)軟開關(guān)控制,減小了系統(tǒng)的損耗;利用變壓器的漏感能夠進(jìn)行能量的傳遞,并且變流器的輸入和和輸出側(cè)之間能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動;中(高)頻變壓器的使用,取代了傳統(tǒng)的工頻變壓器,降低系統(tǒng)的體積和重量,提高系統(tǒng)的功率密度。這種變換器被廣泛應(yīng)用于電力電子變壓器[1]、機(jī)車牽引[2]、可再生能源發(fā)電[3]、高壓電機(jī)驅(qū)動[4]等場合。

        自Mustansir H.Kheraluwala首次提出隔離式雙向全橋DC/DC變換器的拓?fù)湟詠韀5],這種拓?fù)涫艿搅藦V泛關(guān)注,很多學(xué)者為了提高其性能并拓寬其應(yīng)用范圍,在控制策略和拓?fù)涞母倪M(jìn)上,進(jìn)行了大量的工作。Georgios D.Demetriades提出了一種占空比調(diào)制方法,進(jìn)一步提高了 DAB的效率[6];為了消除變流器的無功分量,Hua Bai在變換器的逆變側(cè)和整流側(cè)均采用了雙移相控制的策略,從而提高了變流器的效率[7];German G采用了一種移相控制和脈寬調(diào)制相結(jié)合的方法,提升了系統(tǒng)的效率,取得了較好的效果[8]。Kolar對DC/DC變流器采用不同拓?fù)浜涂刂撇呗韵碌男蔬M(jìn)行了比較,并給出了不同種類的變壓器的損耗對系統(tǒng)效率的影響[9]。和非諧振式DC/DC變換器流經(jīng)中(高)頻變壓器的方波電流相比,LC諧振式DC/DC變換器的準(zhǔn)正弦電流,能夠減小中(高)頻變壓器繞組渦流損耗,進(jìn)一步提高了變流器的效率[10]。文獻(xiàn)[11]提出了一種 LC串聯(lián)諧振式DC/DC變換器的拓?fù)?,并給出了開關(guān)管的軟開關(guān)實現(xiàn)控制策略。該控制方法的不足之處在于:軟開關(guān)的實現(xiàn)條件取決于負(fù)載的大小,當(dāng)負(fù)載變化較大時,軟開關(guān)的條件不能滿足,帶來變流器效率的下降。

        本文以一種LC串聯(lián)諧振式帶變壓器隔離的雙向全橋DC/DC變換器為研究對象,首先采用基波分析法[12]建立了該變流器的近似等效電路模型,推導(dǎo)了變流器功率傳輸?shù)谋磉_(dá)式。通過對變流器的換流過程的分析,提出了一種變壓器的原副邊H橋均能實現(xiàn)軟開關(guān)的方法,并實現(xiàn)負(fù)載加重的情況下系統(tǒng)效率的提升。最后,仿真和實驗結(jié)果都驗證了文中所提出方法的正確性和有效性。

        1 雙向DC/DC變換器的等效電路分析

        1.1 變換器的拓?fù)?、等效電路和相量圖

        圖1為帶隔離式雙向全橋DC/DC變換器的電路拓?fù)?,它是由兩個有源全橋,一個串聯(lián)諧振單元和隔離變壓器組成。Lr可以由中高頻變壓器等效后的原副邊漏感實現(xiàn)。Uab和 Ucd為占空比為50%的方波電壓,其移相角為φ。

        圖1 帶隔離式雙向全橋DC/DC變換器Fig.1 Isolated bidirectional full bridge DC/DC converter

        忽略線路阻抗和變壓器勵磁電感的影響,由基波分析法[12],可得到如圖2的DC/DC變換器的近似等效電路,并給出其相量圖,如圖3所示。

        圖2 帶隔離式雙向全橋DC/DC變換器的近似等效電路Fig.2 Approximate equivalent circuit of DC/DC converter

        圖3 DC/DC變換器的等效電路的相量圖Fig.3 Phasor diagram of the equivalent circuit

        圖中:θ、β、φ 分別為諧振電流 ir、電壓 Uab、U'cd三者之間的相位差;Uab-f、U'cd-f為電壓 Uab、U'cd的基波分量;Zeq為Ro在等效電路中的等效阻抗。

        1.2 變換器輸出功率的推導(dǎo)

        定義fs、fr為開關(guān)頻率和諧振頻率;ws、wr為開關(guān)角頻率和諧振角頻率;n為變壓器原副邊匝數(shù)比。

        Uab和 Ucd的基波,即 Uab-f和 Ucd-f為

        在等效電路中,

        LRC諧振電路的阻抗為

        可得

        DC/DC變換器通過變壓器副邊輸出的瞬時功率為

        在0~T周期,DC/DC變換器輸出的平均功率

        由平均功率的表達(dá)式可以看出來,在電路參數(shù)確定的情況下,DC/DC變換器功率傳輸?shù)拇笮∮梢葡嘟铅蘸洼敵鲭妷篣o決定。通過控制移相角φ,就可以調(diào)整輸出平均功率Po的大小。

        2 隔離式DC/DC變換器的控制分析

        在忽略線路阻抗和功率管開關(guān)損耗的條件下,針對式(9)F和 φ取不同值的情況下,可采用4種不同的控制方法。

        1)當(dāng)F≠1,φ≠0時:電阻 R的存在會消耗功率,降低功率密度,可以省去,此時α=0。則傳輸平均功率的表達(dá)式為

        由上式可以看出,通過調(diào)節(jié)移相角φ,就可以調(diào)整輸出功率的大小和輸出側(cè)的電壓Uo。

        2)當(dāng)F≠1,φ=0時:當(dāng)電阻 R存在時,R消耗了變換器從電網(wǎng)側(cè)吸收的功率,帶來了變流器效率的下降;而當(dāng)R取消時,α為零,輸出功率Po為零,變流器無法輸出功率。因此,這種情況不適于控制。

        3)當(dāng) F=1,φ≠0時:式(9)可以改寫為

        由上式可以看出,Uo的大小可以通過調(diào)節(jié)φ實現(xiàn),并可采用閉環(huán)控制。它的缺陷在于:諧振電路的電阻R消耗功率,不利于系統(tǒng)功率密度的提升;由于諧振電路中的R電阻值較小,計算所得的移相角φ的波動會帶來諧振電流的較大波動,對控制帶來不利。由以上分析,該情況也不適于控制。

        4)當(dāng) F=1,φ =0 時:α =90°,式(9)可以改寫為

        由負(fù)載吸收的功率:Pload=Uo2/Ro,代 入 式(12)得

        該式表明:輸出側(cè)電壓Uo不可控,其大小取決于負(fù)載Ro。在這種情況下控制簡單,適用于負(fù)載變化不大,對輸出電壓變化范圍要求不高的場合。

        綜合以上分析,方法1)和方法4)是 DC/DC變換器較為理想的控制方法,不同之處在于方法1)是一種移相控制方法,通過調(diào)整移相角φ,可實現(xiàn)對輸出側(cè)電壓的調(diào)節(jié);方法4)使逆變側(cè)和整流側(cè)對應(yīng)的開關(guān)管同步動作,它是一種同步控制方法,輸出電壓值取決于負(fù)載大小。方法4)的電壓Uab、Ucd與諧振電流ir的典型波形見圖4,而對方法1)的進(jìn)一步分析在第3節(jié)進(jìn)一步分析。

        圖4 同步控制時的 Uab、Ucd、ir典型波形Fig.4 Typical waveforms of Uab、Ucd、ir in synchronous control

        3 LC諧振式DC/DC變換器的軟開關(guān)實現(xiàn)方法分析

        為了實現(xiàn)在負(fù)載發(fā)生變化的情況下變流器輸出電壓的穩(wěn)定控制,可采用第一種控制方法。在該方法中,開關(guān)頻率 fs大于諧振頻率 fr,或者 fs小于 fr,均能實現(xiàn)開關(guān)器件的軟開關(guān)。本文選用了fs>fr的方案。

        忽略諧振電路的線路阻抗和功率器件的開關(guān)損耗,采用式(10)的控制方法時,圖5和圖6分別為DC/DC變換器的等效電路及其向量圖。

        圖5 DC/DC變換器近似等效電路Fig.5 Approximate equivalent circuit of DC/DC converter

        圖6 等效電路的電壓電流相量圖Fig.6 Phasor diagram of the equivalent circuit

        負(fù)載Ro在等效電路中的等效阻抗:

        近似等效電路電壓輸入輸出的增益為[13]

        Uab-f與 ir的相位夾角

        化簡得到近似等效電路的電壓增益表達(dá)式:

        Uab-f和的夾角:

        定義諧振電流ir的表達(dá)式為

        當(dāng)fs> fr,φ≠0時,在半個周期內(nèi),典型的諧振式DC/DC變換器的軟開關(guān)模式有3種。

        模式1:圖7中諧振電流 ir在0和 t1時刻均為正。該模式下:逆變側(cè)在0時強迫開通,t2時零電流關(guān)斷(ZCS);整流側(cè)在t1時零電壓開通(ZVS),t3時強迫關(guān)斷。

        圖7 軟開關(guān)的模式1Fig.7 Mode 1 of soft-switching

        如圖7,諧振電流 ir在 wst=0時刻,ir(0)>0,即sin(-β)>0,由于諧振電流在前后半周期的對稱性,ir(T/2)<0,ir在 T/2時刻通過 d'1續(xù)流,逆變側(cè)實現(xiàn)了零電流關(guān)斷;ir在wst=φ時刻,ir(t1)>0,即sin(-θ)>0,此時整流側(cè)實現(xiàn)了零電壓開通。

        得約束方程組為

        由上式可知,當(dāng)M>1,且 Mcosφ>1時,能同時滿足方程組。將式(19)代入方程組,推導(dǎo)出能實現(xiàn)DC/DC變換器逆變側(cè)零電流關(guān)斷,整流側(cè)零電壓開通的條件為

        模式2:諧振電流 ir在0時刻為負(fù),t1時刻為正。該模式下:逆變側(cè)在0時零電壓開通(ZVS),t2時強迫關(guān)斷;整流側(cè)在t1時的零電壓開通(ZVS),t3時強迫關(guān)斷。

        圖8 軟開關(guān)的模式2Fig.8 Mode 2 of soft-switching

        由圖8,諧振電流 ir在 wst=0時刻,ir(0)<0,即sin(-β)<0,此時逆變側(cè)實現(xiàn)了零電壓開通;ir在 wst=φ時刻,ir(t1)>0,即 sin(-θ)>0,此時整流側(cè)實現(xiàn)了零電壓開通。同理,得到滿足軟開關(guān)條件的約束方程組,即

        只有M=1時,能同時滿足方程組,即M=1能實現(xiàn)DC/DC變換器逆變側(cè)零電壓開通,整流側(cè)零電壓開通的條件。

        模式3:諧振電流ir在0和t1時刻均為負(fù)。該模式下:逆變側(cè)在0時的零電壓開通(ZVS),t2時強迫關(guān)斷;整流側(cè)在 t1時強迫開通,t3時零電流關(guān)斷(ZCS)。

        圖9 軟開關(guān)的模式3Fig.9 Mode 3 of soft-switching

        由圖9,諧振電流 ir在 wst=0時刻,ir(0)<0,即sin(-β)<0,此時逆變側(cè)實現(xiàn)了零電壓開通;ir在wst=φ 時刻,ir(t1)<0,即 sin(- θ) < 0,則ir(t3)>0,諧振電流此時通過 d'1續(xù)流,整流側(cè) t3時刻實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。同理,得到滿足軟開關(guān)條件的約束方程組,即

        當(dāng)M<1,且 M<cosφ時,能同時滿足方程組。將(19)代入方程組得能實現(xiàn)DC/DC變換器逆變側(cè)零電流關(guān)斷,整流側(cè)零電壓開通的條件為

        綜合以上推導(dǎo)和分析,這三種模式雖然都能實現(xiàn)功率器件的軟開關(guān)要求,但是和模式2相比,模式1和模式3隨著負(fù)載的加重,諧振電流的增大,由于開關(guān)管的強迫開通關(guān)斷方式帶來的開關(guān)損耗更大,系統(tǒng)效率下降的更多。比較而言,模式2是較理想的軟開關(guān)實現(xiàn)方法。

        帶中(高)頻變壓器隔離式 DC/DC變換器,通常是作為電力電子變壓器、風(fēng)力發(fā)電變流器、機(jī)車牽引變流器[14-16]等新型電力電子裝置的一個環(huán)節(jié)來使用的。這種電力電子裝置輸入側(cè)和輸出側(cè)的電壓轉(zhuǎn)換,靠的就是通過DC/DC變換器的變壓器變比來實現(xiàn)的。在設(shè)計DC/DC變換器時,可以使等效后變換器輸入輸出的電壓增益為1,再根據(jù)輸入側(cè)和輸出側(cè)的電壓比來確定高頻變壓器的匝數(shù)比。在這種情況下,負(fù)載的任意變化,均能實現(xiàn)DC/DC變換器軟開關(guān)。

        4 仿真與實驗驗證

        4.1 仿真研究

        圖10~15分別為 M >1、M=1、M <1的情況下,負(fù)載為20 Ω和5 Ω時,DC/DC變換器開關(guān)管的電流和電壓仿真波形。g1~g4,g'1~g'4分別為開關(guān)管 S1~ S4,S'1~ S'4的驅(qū)動信號,Uigbt1、U'igbt1、Iigbt1、I'igbt1、Idiode1、I'diode1為經(jīng)過 IGBT1和 IGBT'1的電壓與電流、流過各自的反并聯(lián)二極管的電流。

        由波形可看出:M>1時,逆變側(cè)零電流關(guān)斷,強迫開通;整流側(cè)零電壓開通,強迫關(guān)斷。M=1時,逆變側(cè)零電壓開通,強迫關(guān)斷;逆變側(cè)零電壓開通,強迫關(guān)斷。M>1時,逆變側(cè)零電壓開通,強迫關(guān)斷;整流側(cè)零電流關(guān)斷,強迫開通。而負(fù)載加重時,只有M=1時,開關(guān)管的關(guān)斷電流最小,這是能夠減小關(guān)斷損耗有效方法。

        圖10 M>1,Ro=20 Ω時DC/DC變換器電壓電流波形Fig.10 Voltage and current waveforms as M >1,Ro=20 Ω

        圖11 M>1,Ro=5 Ω時DC/DC變換器電壓電流波形Fig.11 Voltage and current waveforms as M >1,Ro=5 Ω

        圖12 M=1,Ro=20 Ω時DC/DC變換器電壓電流波形Fig.12 Voltage and current waveforms as M=1,Ro=20 Ω

        圖13 M=1,Ro=5 Ω時DC/DC變換器電壓電流波形Fig.13 Voltage and current waveforms as M=1,Ro=5 Ω

        圖14 M<1,Ro=20 Ω時DC/DC變換器電壓電流波形Fig.14 Voltage and current waveforms as M <1,Ro=20 Ω

        圖15 M<1,Ro=5 Ω時DC/DC變換器電壓電流波形Fig.15 Voltage and current waveforms as M <1,Ro=5 Ω

        對M=1的換流過程分析:0時刻,S1的開通信號到來時,由于諧振電流ir為負(fù),電流通過S1的反并聯(lián)二極管d1續(xù)流,電壓為零,滿足了S1的零電壓開通條件。

        此時變流器的開關(guān)狀態(tài)如圖16所示。

        圖16 0時刻DC/DC變換器開關(guān)狀態(tài)Fig.16 Switch status of DC/DC converter at 0 time

        整流側(cè)在t1時刻,S1'的開通信號到來時,諧振電流逆ir為正,電流通過S'1的反并聯(lián)二極管d'1續(xù)流,電壓為零,滿足了S'1的零電壓開通條件,此時變流器的開關(guān)狀態(tài)如圖17所示。

        圖17 t1時刻DC/DC變換器開關(guān)狀態(tài)Fig.17 Switch status of DC/DC converter at t1 time

        開關(guān)管 S2~S4,S'2~S'4的開關(guān)情況與 S1,S'1相同,不再贅述。

        4.2 實驗驗證

        為了驗證理論分析的正確性,以微處理器TMS320F28335為核心控制器件搭建了額定功率為20 kW的LC串聯(lián)諧振式雙向全橋DC/DC變換器的樣機(jī)。300 V直流電壓由單相整流橋提供,逆變側(cè)和整流側(cè)的開關(guān)器件均采用 Infineon的FF100R12RT4,采用的變壓器變比為1:1,原邊等效漏感(副邊短路測量)為30 μH,額定功率20 kW,輸出側(cè)電壓Uo為300 V,串聯(lián)的諧振電感Lr為80 μH,諧振電容 Cr為 10 μF,開關(guān)頻率 fs=5 kHz,諧振頻率fr=4.8 kHz,輸出功率為4.5 kW和18 kW。

        實驗結(jié)果如圖18、圖19所示,S1~S4為變換器逆變側(cè)4個開關(guān)管的開關(guān)信號。實驗觀察了逆變側(cè)方波電壓Uab和諧振電流ir在不同開關(guān)信號切換時的波形。通過實驗波形可以看出來:在S1的開通信號到來時刻,諧振電流 ir為負(fù),電流正通過其續(xù)流二極管d1續(xù)流,加在S1上的電壓為零,滿足了零電壓開通的條件。同樣可以看出,在M=1的模式下,關(guān)斷信號到來時,強迫關(guān)斷電流大小對負(fù)載的變化不敏感。

        圖18 輸出功率4.5 kW時變換器的電壓、電流波形Fig.18 Voltage and current waveforms of 4.5 kW power output

        圖19 輸出功率18 kW時變換器的電壓、電流波形Fig.19 Voltage and current waveforms of 18 kW power output

        實驗分別在DC/DC變換器采用不同的電壓輸入輸出增益M時,在不同的負(fù)載下,采用功率分析儀對DC/DC變流器輸入側(cè)通過不控整流橋從電網(wǎng)側(cè)吸收的功率Pi和輸出側(cè)負(fù)載Ro消耗的功率Po進(jìn)行測算,將在不同情況下得到的DC/DC變流器的整體效率f進(jìn)行比較,結(jié)果如圖20所示。

        圖20 不同負(fù)載時的效率比較Fig.20 Efficiency curves of different loads

        實驗表明:在相同負(fù)載的情況下,采用電壓增益M=1的模式時DC/DC變換器的效率最高。隨著負(fù)載的增加,開關(guān)管損耗增大,造成系統(tǒng)的效率下降。M=1的模式仍然能夠保證相同負(fù)載情況下變換器的效率最大。

        5 結(jié)論

        本文以一種LC串聯(lián)諧振式帶變壓器隔離的雙向全橋DC/DC變換器為研究對象,建立了該變換器的近似等效電路模型并推導(dǎo)了其功率傳輸?shù)谋磉_(dá)式。通過對變換器的功率傳遞方式和換流過程的分析,提出了一種在寬范圍負(fù)載下,均能實現(xiàn)軟開關(guān)的方法,并有效提升了系統(tǒng)的效率。最后,通過仿真和實驗驗證了文中所提出方法的正確性和有效性。

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