鄧 潔，劉振興

（武漢科技大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，湖北武漢，430081）

一般而言，交－直－交電壓型變頻器的整流環(huán)節(jié)都是運(yùn)用不可控的二極管整流[1]。由于二極管的單向?qū)щ娦院头蔷€性，導(dǎo)致能量只能從網(wǎng)側(cè)到負(fù)載側(cè)單向傳輸，而無(wú)法回饋到電網(wǎng)，如果四象限運(yùn)行則需加制動(dòng)回路，且網(wǎng)側(cè)電流波形極易發(fā)生畸變，電網(wǎng)功率因數(shù)低[2]。PWM整流器是一種高功率因數(shù)整流器，它可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的直流側(cè)電壓以及使交流側(cè)在受控功率因數(shù)（如單位功率因數(shù)）下工作的控制目標(biāo)，有效地解決了電網(wǎng)的污染問(wèn)題。當(dāng)PWM整流器從電網(wǎng)吸收能量時(shí)，處于整流狀態(tài)；而當(dāng)PWM整流器向電網(wǎng)回饋能量時(shí)，則處于逆變狀態(tài)。由此可見，PWM整流器實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)，使再生能量得到有效利用。

PWM整流器的矢量雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中有3個(gè)PI控制器，用于實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差調(diào)節(jié)[3]。PI控制是經(jīng)典控制策略依賴被控對(duì)象的數(shù)學(xué)模型，關(guān)鍵問(wèn)題就是參數(shù)的整定。即使參數(shù)整定成功，由于參數(shù)沒(méi)有自適應(yīng)能力，一旦環(huán)境發(fā)生變化，PI控制對(duì)系統(tǒng)偏差的響應(yīng)會(huì)變差，此時(shí)參數(shù)需要重新整定。由于PWM整流器的運(yùn)行環(huán)境變化大，給PI控制器的參數(shù)整定帶來(lái)困難。

本文在分析電壓型PWM整流器工作原理的基礎(chǔ)上，建立其一般數(shù)學(xué)模型。為實(shí)現(xiàn)PWM整流器的空間矢量PWM（SVPWM）雙閉環(huán)控制[4－5]，運(yùn)用坐標(biāo)變換技術(shù)得到其兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。并提出基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的PI參數(shù)自整定算法，以實(shí)現(xiàn)PI參數(shù)的自整定。最后，利用MATLAB提供的電力系統(tǒng)工具箱構(gòu)建PWM整流器的滯環(huán)控制系統(tǒng)和矢量控制系統(tǒng)的仿真模型，進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)比。

1 PWM整流器模型的建立及其控制方式

電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。在三相靜止坐標(biāo)系（a，b，c）中，建立PWM整流器的數(shù)學(xué)模型如下：

圖1 電壓型PWM整流器Fig.1 Voltage source rectifier

式中：L為交流側(cè)電感，H；R為交流側(cè)電阻，Ω；C為直流側(cè)電容，F(xiàn)；ia、ib、ic為交流側(cè)相電流，A；ea、eb、ec為交流側(cè)相電壓，V；Udc為直流側(cè)電壓，V；UNO為直流參考點(diǎn)N點(diǎn)的電壓，V；Ed為直流側(cè)負(fù)載電動(dòng)勢(shì)，V；Sk（k＝a，b，c）為單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)，Sk為1時(shí)表示上橋臂導(dǎo)通，下橋臂關(guān)閉，Sk為0時(shí)表示下橋臂導(dǎo)通，上橋臂關(guān)閉；RL為負(fù)載電阻，Ω。

滯環(huán)PWM電流控制結(jié)構(gòu)中沒(méi)有PI調(diào)節(jié)器，這種瞬時(shí)值反饋控制模式使動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快且環(huán)內(nèi)擾動(dòng)被抑制，防止了整流器過(guò)流，保護(hù)了功率開關(guān)元件。但由于其電流跟蹤偏差是由滯環(huán)寬度確定的，屬于一種非線性控制，其開關(guān)頻率隨電路參數(shù)變化，且范圍較大，給濾波電路設(shè)計(jì)帶來(lái)一定困難，同時(shí)功率模塊損耗大，因而不適用于大功率變流領(lǐng)域。

矢量控制也被稱作磁場(chǎng)定向控制，其基本原理是把交流電動(dòng)機(jī)等效為直流電動(dòng)機(jī)控制。依照磁場(chǎng)等效基本原理，應(yīng)用坐標(biāo)變換將三相系統(tǒng)等效為兩相系統(tǒng)，控制對(duì)象由交流量轉(zhuǎn)變成直流量，控制要求簡(jiǎn)單，系統(tǒng)動(dòng)靜態(tài)性能較好[6]。

通過(guò)坐標(biāo)變換將三相靜止坐標(biāo)系（a，b，c）轉(zhuǎn)換成與電網(wǎng)基波頻率同步的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d，q），則三相靜止坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流分量。PWM整流器在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d，q）中的數(shù)學(xué)模型為

式中：ed、eq為電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量Edq的d、q分量；Vd、Vq為三相VSR交流側(cè)電壓矢量Vdq的d、q分量；id、iq為三相VSR交流側(cè)電流矢量Idq的d、q分量；ω為相角。

矢量控制器產(chǎn)生的控制信號(hào)經(jīng)矢量變換后，通過(guò)SVPWM波形控制器輸出信號(hào)，用于控制開關(guān)器件IGBT的通斷。將SVPWM技術(shù)應(yīng)用于PWM整流器，可使其電源利用率提高，且利于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。目前對(duì)PWM整流器的控制多采用基于SVPWM的雙閉環(huán)控制，其系統(tǒng)圖如圖2所示。

圖2 基于SVPWM的PWM整流器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)圖Fig.2 PWM rectifier based on double closed－loop control system of SVPWM

2 基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的PWM整流器矢量控制系統(tǒng)

神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)非線性動(dòng)力學(xué)系統(tǒng)，其控制屬于智能控制，即不依賴于受控對(duì)象的精確數(shù)學(xué)模型，且其信息的分布式存儲(chǔ)和并行協(xié)同處理使得系統(tǒng)具有并行運(yùn)算的能力和自適應(yīng)學(xué)習(xí)的能力，用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PI控制器取代普通PI控制器可以使系統(tǒng)輸出值和期望值之間的誤差最小且有自適應(yīng)能力，具有很強(qiáng)的魯棒性和容錯(cuò)性。

本文采用的三層BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)為4－5－2結(jié)構(gòu)，其輸出節(jié)點(diǎn)對(duì)應(yīng)PI的兩個(gè)可調(diào)參數(shù)kP、kI。其中隱含層神經(jīng)元和輸出層神經(jīng)元的活化函數(shù)分別取正負(fù)對(duì)稱的Sigmoid函數(shù)和非負(fù)的Sigmoid函數(shù)。

任意神經(jīng)元加權(quán)系數(shù)（輸出層）為

式中：Δωki為第i層和第k層之間的權(quán)值增加量；oi、ok為第i層和第k層任意神經(jīng)元的輸入量，η為比例系數(shù)參數(shù)其中，EP為網(wǎng)絡(luò)輸出與期望輸出之差的函數(shù)，netk為第k層任意神經(jīng)元的輸入量。

計(jì)算BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的加權(quán)系數(shù)，首先得初始化加權(quán)系數(shù)，將BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)所有加權(quán)系數(shù)的初值設(shè)置為較小的隨機(jī)數(shù)，利用隱含層和輸出層的各神經(jīng)元的輸出來(lái)計(jì)算EP，然后通過(guò)經(jīng)隱含層和輸出層的網(wǎng)絡(luò)加權(quán)系數(shù)調(diào)整量修正后的加權(quán)系數(shù)重復(fù)計(jì)算，直至EP進(jìn)入確定范圍之內(nèi)。

BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)自整定PI控制器由經(jīng)典的PI控制器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PI控制器兩個(gè)部分組成，被控對(duì)象既可直接進(jìn)行閉環(huán)控制和在線調(diào)整參數(shù)kP、kI，又可根據(jù)系統(tǒng)的運(yùn)行狀態(tài)，運(yùn)用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的自學(xué)習(xí)能力和加權(quán)系數(shù)的不斷調(diào)整，使得神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的輸出對(duì)應(yīng)于一種最優(yōu)控制規(guī)律下的PI控制器參數(shù)。根據(jù)PWM整流器矢量雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的要求設(shè)計(jì)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)d軸電流控制器，如圖3所示。圖3中，id（k－1）為前一時(shí)刻d軸的電流值，eid（k）－eid（k－1）、eid（k）為d軸電流的誤差變化，這3個(gè)變量為輸入信號(hào)；kPd、kId為權(quán)值。

神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)q軸電流控制器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)電壓控制器同理。

圖3 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)d軸電流控制器Fig.3 Neural network d－axis current controller

當(dāng)PI控制器的輸出與給定值的誤差大于約定的范圍，按照反向?qū)W習(xí)算法，權(quán)值kPd與kId不斷調(diào)整，直至誤差在約定范圍內(nèi)，系統(tǒng)穩(wěn)定。當(dāng)系統(tǒng)的運(yùn)行環(huán)境變化時(shí)，誤差超出約定范圍，權(quán)值再次進(jìn)行學(xué)習(xí)，實(shí)現(xiàn)參數(shù)的在線自調(diào)整，因此系統(tǒng)具有較強(qiáng)的魯棒性和泛化性。

3 滯環(huán)PWM電流控制和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)SVPWM控制的仿真對(duì)比

根據(jù)上述控制算法，利用MATLAB中的SIMULIINK庫(kù)建立基于滯環(huán)PWM電流控制的和基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)SVPWM電流控制的PWM整流器VSR仿真模型，如圖4所示。BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)自整定PI控制器在SIMULIINK中用S－Funcation模塊實(shí)現(xiàn)。確定網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)后，將BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法編成程序并通過(guò)S－Funcation實(shí)現(xiàn)；利用MATLAB，用反復(fù)訓(xùn)練的方法得到較理想結(jié)果的初始權(quán)值，此即為神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)在線調(diào)整的初始值。

圖4 基于滯環(huán)PWM和SVPWM電流控制的VSR仿真模型Fig.4 VSR simulation model based on hysteresis PWM and SVPWM current control

根據(jù)系統(tǒng)要求，設(shè)置滯環(huán)比較寬度為[－0.4，0.4]。同時(shí)在0.8 s時(shí)將700 V的直流電壓源串入負(fù)載側(cè)使PWM整流器的直流側(cè)電壓泵升，實(shí)現(xiàn)PWM整流器由整流狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)槟孀儬顟B(tài)。

圖5所示為VSR模型中PWM整流器由整流轉(zhuǎn)變?yōu)槟孀儠r(shí)a相電壓ua和電流ia的部分波形。圖5中電壓電流采用標(biāo)幺法表示，電壓基值311 V，電流基值18 A。由圖5中可見，兩種控制方式PWM整流器的網(wǎng)側(cè)電流均為正弦波，但矢量控制系統(tǒng)PWM整流器的網(wǎng)側(cè)電流（圖5（b））的電流諧波含量少，更接近理想的正弦波；在0.8 s之前，相電流相電壓同相位，實(shí)現(xiàn)整流時(shí)功率因數(shù)為1；而到0.8 s后，基于滯環(huán)PWM電流控制的整流器在兩個(gè)周期（40 ms）內(nèi)、基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)SVPWM電流控制的整流器在一個(gè)周期（20 ms）內(nèi)由整流變?yōu)槟孀?，相電流相電壓相位?80°，實(shí)現(xiàn)逆變時(shí)功率因數(shù)為1，可見矢量控制系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間更快。

圖6所示為VSR模型中PWM整流器由整流轉(zhuǎn)變?yōu)槟孀儠r(shí)直流母線電壓Udc的部分波形。由圖6中可見，在0.8 s之前，整流器的直流母線電壓已經(jīng)穩(wěn)定在600 V（電壓給定值）；0.8 s時(shí)，由于整流器負(fù)載側(cè)串入一個(gè)700 V的反接電動(dòng)勢(shì)，于是使整流器由整流狀態(tài)轉(zhuǎn)換為逆變狀態(tài)。從直流母線電壓的動(dòng)態(tài)過(guò)程看出，誤差e為5%時(shí)，基于滯環(huán)PWM電流控制的PWM整流器調(diào)節(jié)時(shí)間為0.25 s，超調(diào)量σ為16.7%，基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)SVPWM電流控制的PWM整流器調(diào)節(jié)時(shí)間為0.18 s，超調(diào)量σ為6.8%。

圖5 VSR模型中PWM整流器由整流轉(zhuǎn)變?yōu)槟孀儠r(shí)ua和ia的部分波形Fig.5 Part of waveforms of phase voltage and current at transiting VSR rectifier into inverter

圖6 VSR模型中PWM整流器由整流變?yōu)槟孀儠r(shí)Udc的部分波形Fig.6 Part of waveform of DC bus voltage at transiting VSR rectifier into inverter

在仿真過(guò)程中，基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的PI控制器參數(shù)在線自整定，電壓環(huán)PI控制器的P參數(shù)和I參數(shù)分別穩(wěn)定在3和0.1左右。

4 結(jié)語(yǔ)

本文采用了SVPWM整流器的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)與滯環(huán)控制系統(tǒng)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)比，基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的矢量控制系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間快、超調(diào)量小且電流諧波含量較少，實(shí)現(xiàn)了整流器的能量雙向流動(dòng)，且功率因數(shù)為1。同時(shí)針對(duì)PI參數(shù)整定困難，利用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的自學(xué)習(xí)功能，設(shè)計(jì)了基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的PI控制器，實(shí)現(xiàn)PI控制器的參數(shù)自整定。為研究和開發(fā)雙PWM變頻器提供了參考。

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