(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

1 引 言

跟蹤與數(shù)據(jù)中繼衛(wèi)星系統(tǒng)(TDRSS)是指一種利用地球同步衛(wèi)星上的中繼轉(zhuǎn)發(fā)器，與地面系統(tǒng)相配合，可同時為多顆在軌中低高度航天器(衛(wèi)星、飛船、空間站等)提供連續(xù)覆蓋。作為一種天基測控通信系統(tǒng)，TDRSS具有高覆蓋率、高數(shù)傳速率、多目標測控通信、抗干擾性強等十分顯著的特點。由于具有這些不可替代的特點與優(yōu)勢，TDRSS已經(jīng)成為了航天測控通信系統(tǒng)的發(fā)展方向[1]。

在TDRSS的地面系統(tǒng)中，返向多模式數(shù)傳及用戶星測距接收機是核心單元。在傳統(tǒng)測控系統(tǒng)中，地面系統(tǒng)接收機只需要完成一種信號模式的接收和解調(diào)，測軌和業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)傳輸也是由不同的接收機完成的。但在TDRSS中，地面站接收機除了需要將測軌、數(shù)據(jù)傳輸統(tǒng)一考慮外，還得適應(yīng)各類不同用戶終端的信號模式，這都給接收機提出了較高的要求。本文主要針對這些特點，根據(jù)各種不同的信號模式，在設(shè)計時全面考慮適應(yīng)性，使接收機滿足各類任務(wù)的要求[2-4]。

2 硬件平臺設(shè)計

返向多模式數(shù)傳及用戶星測距接收機采用基于CPCI總線的可重構(gòu)硬件平臺實現(xiàn)。根據(jù)目前市場情況，在設(shè)備中我們選擇了美國Altera公司生產(chǎn)的Stratix II系列FPGA和美國TI公司生產(chǎn)的C6000系列DSP作為主要數(shù)字信號處理芯片。硬件平臺結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 硬件平臺結(jié)構(gòu)Fig.1 Hardware platform structure

此硬件平臺配置了兩片高速AD，為雙通道接收板。兩路返向接收機配置在一塊下行板卡上。兩路接收機相對獨立，每一路返向接收機均可完成返向下行信號中任意一種調(diào)制模式信號的PN碼跟蹤、載波捕獲跟蹤、信號解擴、解調(diào)及數(shù)據(jù)位同步、幀同步、維特比/RS譯碼，并且將譯碼后的數(shù)據(jù)通過CPCI總線上報到監(jiān)控及數(shù)據(jù)處理計算機。其中FPGA1完成兩路下行信號的PN碼捕獲、跟蹤、載波捕獲跟蹤、信號解擴、解調(diào)及數(shù)據(jù)位同步功能，F(xiàn)PGA2、 FPGA3分別對應(yīng)完成兩路接收機的幀同步、維特比/RS譯碼功能，主控FPGA完成數(shù)據(jù)的上報功能，DSP完成對接收機的控制及相關(guān)數(shù)據(jù)計算功能。

3 中頻信號選擇

本系統(tǒng)中，中頻信號是140 MHz，帶寬最大達到40 MHz。用帶通采樣定理計算采樣率時，出于抗頻譜混疊的考慮，帶寬按照40 MHz進行計算。其采樣頻率的計算如下：

(1)

根據(jù)帶通采樣原理，采用165 MHz系統(tǒng)鐘會產(chǎn)生頻譜倒置，需要在多普勒計算及預(yù)置中加以考慮。

4 接收機設(shè)計

由于返向接收信號的速率范圍較大(1 kbit/s～10 Mbit/s)，且針對不同的信息速率，信號調(diào)制方式也不盡相同。在150 kbit/s以下，需要利用PN碼對信號進行擴頻處理，調(diào)制方式只有BPSK、UQPSK；150 kbit/s以上不再擴頻，但調(diào)制方式較復(fù)雜，有BPSK、QPSK、SQPSK、UQPSK幾種。針對這種要求，接收機的設(shè)計方法有所不同，因此我們以150 kbit/s作為界線分為低速接收機、中速接收機兩類。低速接收機需要完成多擴頻信號的解擴、解調(diào)，也可完成150 kbit/s以下的BPSK信號解調(diào)，150 kbit/s以上的各種調(diào)制信號由中速接收機完成接收解調(diào)[5]。

接收機的結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

圖2 接收機結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 Block diagram of receiver structure

4.1 低速接收機設(shè)計

返向低速數(shù)傳解擴/解調(diào)器實現(xiàn)框圖見圖3，下行140 MHz中頻接收信號通過帶通濾波器、AGC放大器后A/D采樣，均衡器、 PN碼快速直接捕獲、PN碼環(huán)、載波Costas環(huán)、位同步、維特比/RS譯碼、幀同步、距離提取、控制器等功能模塊均采用數(shù)字方式實現(xiàn)。

此接收機接收并解調(diào)以下信息速率低于150 kbit/s的各類調(diào)制信號：短碼/長碼擴頻BPSK信號，長碼用于提取距離數(shù)據(jù)；長碼擴頻BPSK信號(同時提取距離信息)；非擴頻BPSK信號；I路擴頻、Q路不擴頻的UQPSK調(diào)制信號。

輸入的140 MHz中頻調(diào)制信號經(jīng)過帶通濾波器及AGC放大器后，進行A/D采樣，進入數(shù)字Costas環(huán)，采樣頻率115 MHz。放大器動態(tài)范圍為50 dB。

通常,BPSK擴頻信號由I、Q兩路Costas環(huán)完成載波跟蹤及解調(diào)。輸入的I路信號表達式為

(2)

式中，dI(t)為調(diào)制信息，PNI(t)為擴頻碼(碼環(huán)跟蹤鎖定之后解擴)，ω為輸入中頻載波角頻率,θ為輸入信號初相。

DCO輸出兩路相互正交的本地載波：

LI(t)=sin(ωot+θo)

LQ(t)=cos(ωot+θo)

(3)

式中，ωo為DCO角頻率，θo為DCO初相。輸入信號經(jīng)過鑒相乘法器及I.D濾波器后得到：

ZI(t)=kddI(t)PN(t)cosφ
ZQ(t)=kddI(t)PN(t)sinφ

(4)

式中，kd為鑒相增益，φ=(ωt+θ)-(ωot+θo)=ωet+θe。

圖3 低速數(shù)傳解擴/解調(diào)框圖Fig.3 Block diagram of low-speed data transmission despreading/demodulation

在頻率引導(dǎo)階段，將I、Q兩路相乘后得：

(5)

Ud(t)=1/2·kd2sin2φ=1/2·kd2sin(2ωet+2θe)

(6)

Ud(t)經(jīng)過FFT處理后可測得2倍的接收信號與本地載波的頻率差，據(jù)此對載波DCO進行頻率設(shè)置，使環(huán)路進入快捕帶。同時，根據(jù)載波多普勒頻率換算出碼鐘多普勒頻率，對碼鐘DCO進行設(shè)置，使PN碼能夠正確完成并行檢測，碼環(huán)完成捕獲跟蹤。

碼環(huán)鎖定后，Costas環(huán)經(jīng)過解擴、積分清零濾波器后得到:

UI(t)=kddI(t)cosφ
UQ(t)=kddI(t)sinφ

(7)

將I、Q兩路相乘后得：

(8)

Ud(t)=1/2·kd2sin2φ=1/2·kd2sin(2ωet+2θe)

(9)

當Costas環(huán)未鎖定時，Ud(t)經(jīng)過環(huán)路濾波器后，控制DCO頻率、相位，向減小跟蹤誤差的方向調(diào)整。環(huán)路鎖定后，i支路輸入信號與本地載波鑒相后獲得I路擴頻信號，經(jīng)解擴、解調(diào)后送位同步、維特比譯碼、幀同步便可獲得I信息。q支路I路擴頻信號輸出能量為零，而Q路擴頻信號因與I路載波相位正好相差90°，所以在q支路輸出最大，由此經(jīng)與PNQ相關(guān)解擴后可獲得Q信息。I路擴頻信號在環(huán)路鎖定后，i路輸出最大，q路輸出最小，兩路幅度相減(I2-Q2)、平滑后可獲得載波鎖定指示，同時經(jīng)過相應(yīng)轉(zhuǎn)換可獲得AGC控制電壓。

偽碼跟蹤采用非相干延時鎖定環(huán)，PN碼先鎖定載波后鎖定。對雙Δ環(huán)，捕獲范圍寬，容易鎖定；對單Δ環(huán)，相位抖動小，測距精度高。定時誤差提取采用早晚門鑒別法，早門相關(guān)值減晚門相關(guān)值得出誤差值，然后經(jīng)過環(huán)路濾波器調(diào)整DCO改變本地碼相位，完成鎖定。利用碼環(huán)時間誤差鑒別特性，本地碼可以鎖定在鑒別曲線的零點，與輸入偽碼相位相同。適當減小環(huán)路帶寬可以減小環(huán)路的相位抖動，因此，在本套設(shè)備中，為了提供高精度的距離數(shù)據(jù)，故采取了單Δ環(huán)。

用戶星測距終端與返向低速數(shù)傳解擴解調(diào)器設(shè)計在一起，利用低速數(shù)傳解擴解調(diào)器中的碼跟蹤環(huán)完成接收偽碼的全“1”脈沖和碼鐘相位提取，同時前向信號調(diào)制器將發(fā)射偽碼全“1”及發(fā)射偽碼碼鐘相位送到用戶星測距終端，完成距離提取。分為測距粗距離和細距離，粗距離即收發(fā)時延間的碼元個數(shù)，細距離即收發(fā)碼鐘的相位差。

4.2 中速接收機設(shè)計

中速數(shù)傳接收機輸入信號速率在0.15～20 Mbit/s之間連續(xù)可變，調(diào)制方式為BPSK、QPSK、UQPSK、SQPSK，根據(jù)不同的調(diào)制方式采用不同的解調(diào)策略。

在中速數(shù)傳接收機中,每條支路輸出信號直接通過低通濾波器,一條支路進入鑒相器獲取相位誤差控制NCO除去載波；一條支路通過重采樣獲取位同步信息，得到的基帶信號經(jīng)過均衡后判決輸出。解調(diào)器框圖如圖4所示。

圖4 中速數(shù)傳接收機結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of middle-speed data transmission receiver

由于輸入信號的調(diào)制方式分別為QPSK、UQPSK、BPSK、SQPSK等多種調(diào)制體制，對不同的調(diào)制方式有不同的相位鑒別方式，但是其中的某些電路還是可以復(fù)用的。

4.2.1QPSK/SQPSK鑒相

如圖5所示，對于QPSK/SQPSK，其鑒相器可以復(fù)用為Costas算法。由于Costas算法具有矩形鑒相特性，故鑒相靈敏度(即鑒相特性在穩(wěn)定平衡點處的斜率)非常大，可使PLL環(huán)路增益提高，從而降低靜態(tài)相位誤差，這對改善接收系統(tǒng)誤碼率性能是有利的。Costas算法得到的相位誤差為[6]

UdQPSK=Sgn[I*Q*(I+Q)*(I-Q)]

(10)

圖5 QPSK/SQPSK載波提取Fig.5 QPSK/SQPSK carrier recovery

假設(shè)由A/D輸入的QPSK信號為

V1=XtcosW0t+β1+YtsinW0t+β1

(11)

式中,X(t)、Y(t)為I、Q路調(diào)制信號，W0為輸入中頻載波角頻率,β1為輸入信號初相。

數(shù)控振蕩器DCO的輸出頻率為

uc=Uccos(W0t+β2)

(12)

式中，Uc為DCO輸出幅度，β2為DCO初相。則I、Q兩路信號V4、V5分別為

(13)

(14)

式中，Km為鑒相增益，β=β1-β2。

V4、V5在相乘器中相乘后得到：

(15)

而相加器和相減器輸出的V6、V7信號在相乘器中相乘后得到：

(16)

式(15)和式(16)相乘，得到誤差電壓：

Ud=Kdsin 4β

(17)

再對式(17)取符號位，得到[7，8]：

U=SgnUd=Sgn(Kdsin 4β)

(18)

4.2.2UQPSK鑒相

對于UQPSK如圖6所示。

圖6 UQPSK/BPSK載波提取Fig.6 UQPSK/BPSK carrier recovery

分析方法與QPSK鑒相類似，最后可以得到以下結(jié)論：

對于UQPSK信號，其相位誤差的提取為

(19)

BPSK信號是UQPSK的特例，令C2=0即可獲得BPSK的鑒相誤差[9-10]。

5 結(jié)束語

本文對TDRSS返向鏈路信號進行了分析，提出了一種基于大規(guī)模FPGA、DSP器件、遵循軟件無線電設(shè)計思想的高集成度TDRSS返向多模式數(shù)傳及用戶星測距接收機的設(shè)計方法，最終通過硬件電路得以實現(xiàn)，并成功運用于實際系統(tǒng)中，針對各類用戶終端的實戰(zhàn)任務(wù)驗證了這種設(shè)計方案的合理性和可行性。此接收機的設(shè)計具有集成度高、擴展性強、處理信號模式多、處理信號樣式多、范圍寬、上下行信號調(diào)制的信息速率范圍較廣、設(shè)備達到的指標要求高等特點。隨著技術(shù)的進一步發(fā)展，接收機在數(shù)據(jù)實時性要求上需要進一步提高。

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