陳濤，岳瑋，劉顏瓊，司錫才

(哈爾濱工程大學(xué)信息與通信工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱150001)

ESM(電子支援措施)系統(tǒng)中采用寬頻帶數(shù)字信道化技術(shù)，具有比傳統(tǒng)的模擬接收機(jī)更大的優(yōu)勢.可將寬帶中頻信號分解為多個子帶信號，減小信號處理帶寬，可提高信號分選支路的靈敏度;可處理同時到達(dá)的信號，并具有子帶劃分靈活的特點［1-2］;利用寬頻帶數(shù)字信道化接收機(jī)所分解的多個子帶信號，可完成測頻、測相及脈內(nèi)指紋分析.

文獻(xiàn)［3-6］給出了基于均勻信道化接收機(jī)的動態(tài)重構(gòu)方法，以適應(yīng)輸入信號帶寬.基本思路是先采用均勻分析濾波器組對寬帶中頻信號進(jìn)行分析濾波分解處理，再通過能量檢測選取需要綜合的子信道，設(shè)計相應(yīng)的綜合濾波器組，最后以對應(yīng)的子信道分解信號為輸入，利用相應(yīng)的綜合濾波器組重構(gòu)輸入信號.因此整個處理過程需要2步:先分解再重構(gòu)，需要設(shè)計分析和綜合2濾波器組［7］.同時該結(jié)構(gòu)可以采用多相結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，具有運算量小、硬件復(fù)雜度低等優(yōu)點.文獻(xiàn)［3-4］主要面對的是通信系統(tǒng)中的應(yīng)用，中頻帶寬內(nèi)的各個子帶信號在接收過程中雖然有時會發(fā)生動態(tài)變化，但一般信號的個數(shù)、帶寬和位置分布是事先知道的.文獻(xiàn)［5］應(yīng)用到了ESM系統(tǒng)，在ESM系統(tǒng)中很難適應(yīng)具有較大瞬時帶寬的LPI雷達(dá)信號，往往將信號劃分到不同的子帶中去，從而不利于進(jìn)行后續(xù)的信號處理;另一方面，如果增大子信道帶寬，則會降低接收機(jī)的靈敏度.文獻(xiàn)［3-5］中同時指出，為滿足完全重建條件，需要分析濾波器的過渡帶寬要窄，而不會出現(xiàn)子帶間的混疊，同時給出了濾波器設(shè)計的優(yōu)化方法.

在文獻(xiàn)［5］的基礎(chǔ)上，提出利用信道帶寬內(nèi)有效頻率的方法對部分信道進(jìn)行完全重建，以使得寬帶數(shù)字接收機(jī)與LPI雷達(dá)信號瞬時帶寬相匹配.此方法可以使得原型分析濾波器的過度帶寬較寬，降低了原型濾波器的設(shè)計階數(shù)和設(shè)計性能要求.

1 無混迭無盲區(qū)均勻?qū)拵?shù)字信道化接收機(jī)實現(xiàn)結(jié)構(gòu)

設(shè)原型FIR濾波器的單位沖擊響應(yīng)是h0［n］={h［0］，…，h［N-1］}，濾波器長度為 N，即 0≤n≤N-1，則圖1所示的第k個信道的帶通濾波器為hk［n］=h0［n］ejωkn，其中 ωk=2πk/K，k=0，1，…，K-1，相應(yīng)的頻域響應(yīng)為:Hk［ejω］=H0［ej(ω-ωk)］.

圖1 第k個子帶的數(shù)字下變頻示意Fig.1 Digital down converter of the k sub-band

設(shè)K=FM，M為每個信道的抽取倍數(shù)，均勻濾波器組的多相濾波分量為 El(z)，則原型濾波器h0［n］的多相濾波結(jié)構(gòu)為

當(dāng)把M倍抽取器移到El(zK)之前，令F=K/M，得文獻(xiàn)［8］抽取移前后信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖，如圖3所示.

進(jìn)一步分析，取 F=2，考慮到 e-jωkMn=，偶數(shù)信道不需要乘以任何因子，而奇數(shù)信道要乘以(-1)n.El(z2)相當(dāng)于在原來每個支路的多相濾波器各值之間插一個0，IDFT可用IFFT快速算法來實現(xiàn).得如圖4所示的無混迭無盲區(qū)的信道化.可見在該結(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)的復(fù)雜度和數(shù)據(jù)速率大大降低，實時處理能力得到提高.

圖2 均勻多相濾波器組結(jié)構(gòu)Fig.2 Uniformpolyphase filter bank

圖3 抽取移前后信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)Fig.3 Channelized receiver structure with translater decimators

圖4基于多相濾波的高效信道化結(jié)構(gòu)可采用如圖5所示的無混迭無盲區(qū)頻帶劃分方式.處理帶寬是信道通帶帶寬F倍，解決了混迭模糊問題.如果F=1，根據(jù)濾波器組抽取原理，此時雖然可以得到最大的抽取率，輸出的數(shù)據(jù)率降到了最低，易于后端信號處理;但如果信號剛好處于2個信道的交界處，將很難準(zhǔn)確判決信號位于哪個信道中，使得頻率編碼器的性能下降.因此當(dāng)濾波器組采用50%交疊的方式時，信號的處理帶寬必須大于信道帶寬的兩倍，否則將對后面的信號處理帶來困難.

圖4 高效數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)(F=2)Fig.4 High efficient structure of channelized receiver(F=2)

圖5 信道化的頻帶劃分方式Fig.5 Filter bank magnitude response of channelized receiver

考慮到硬件FPGA實現(xiàn)時的資源問題(主要是原型濾波器的階數(shù)和濾波器阻帶衰減)，原型濾波器的過渡帶不能做得太窄.選擇相鄰信道50%交疊的濾波器組，原型濾波器設(shè)計階數(shù)相對減少.而每個信道為內(nèi)插零后的濾波器，內(nèi)插零對于運算中資源的耗費沒有影響，且濾波器系數(shù)全為實數(shù).

2 信號重建

圖6給出了實現(xiàn)共Q路子信道信號重建的綜合濾波器組.

這里G［n］為原型低通濾波器，用來抑制信號經(jīng)L倍插值后產(chǎn)生的鏡像.設(shè)

利用濾波器Ⅱ型多相分解，可以得到

令L=Q，并將L倍內(nèi)插后移，上式變?yōu)?/p>

由此得到均勻Q路綜合濾波器組的DFT形式的多相結(jié)構(gòu)［9］.

圖6 Q路子信道綜合濾波器組Fig.6 Q sub-bands synthesis filter bank

3 動態(tài)信道化高效多相實現(xiàn)結(jié)構(gòu)

將圖3與圖7結(jié)合，構(gòu)成高效多相動態(tài)信道化實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，如圖8所示.

圖7 均勻DFT綜合濾波器組的多相結(jié)構(gòu)Fig.7 Polyphase structure of uniformsynthesis filter bank

3.1 信號重建中FFT點數(shù)確定

圖7中當(dāng)綜合子信道個數(shù)φ為2的正整數(shù)次冪時，DFT可用FFT快速算法來實現(xiàn)，如圖8所示.若信號落在分析濾波器的QSnn到QSnn+Pn-1連續(xù)共Pn(≤Mn)個子信道中，令長度為 Mn=2［lbPn］+1的序列［QSnn(z)，QSnn+1(z)，…，QPnn-1(z)，0，…，0］T作為綜合濾波器組的輸入，以滿足FFT運算要求.可見在該結(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)的復(fù)雜度和數(shù)據(jù)速率大大降低，實時處理能力得到提高.

在衛(wèi)星數(shù)據(jù)通信中，可以根據(jù)用戶需要確定信道覆蓋的子帶個數(shù)Mn，抽取倍數(shù)M.在ESM系統(tǒng)中，可以根據(jù)對相鄰子帶信號的能量檢測和信號的時間連續(xù)性檢測原則，將相鄰的子帶歸到同一個信道，確定信道覆蓋的子帶個數(shù)Mn，抽取倍數(shù)M.然后構(gòu)造對應(yīng)的綜合模塊，可配置FFT的點數(shù)，從而實現(xiàn)動態(tài)非均勻信道化.

3.2 信道檢測與判別

按圖5濾波器組采用50%交疊設(shè)計，相鄰信道頻響重疊會使一個輸入信號同時落在2個相鄰信道上，而產(chǎn)生虛假信號.文獻(xiàn)［8，10］利用頻率參數(shù)估計的方法進(jìn)行信道判決.這里給出完整的信道判決實現(xiàn)過程，實現(xiàn)框圖如圖9所示.

圖8 動態(tài)信道化高效多相實現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig．8 High efficient polyphase structure of dynamical channelized receiver

1)CORDIC算法求得的第k個子信道的幅度Ak［n］，與閾值Vth比較，當(dāng)大于門限時觸發(fā)頻率參數(shù)估計.

式中，fc為均勻信道化接收機(jī)每個子信道的信號處理帶寬，fk為信道k的頻率多點平均值.

4)瞬時相位 φk［n］被限制在了［-π，π］范圍內(nèi)，為了獲得真實的相位φk［n］，需要進(jìn)行相位解卷繞，解卷繞算法是在原相位基礎(chǔ)上，根據(jù)相位后向差分，在瞬時相位 φk［n］加上一個修正序列 c［n］，初值 c［n］=0.

圖9 信道化接收機(jī)測頻與脈沖幅度判決流程Fig.9 Frequency measurement and pulse amplitude judgement block diagram

3.3 基于信道帶寬內(nèi)有效頻率的子信道選擇技術(shù)

均勻DFT濾波器組是不能完全重建的［9］，主要原因是為保證信號無盲區(qū)，則分析濾波器無法做到銳截止，因此存在交疊，同時由于綜合濾波器也同樣無法做到銳截止，因此對鏡像信號的抑制無法做到100%.如文獻(xiàn)［3］中，阻帶衰減為98.04 dB的、滿足完全重構(gòu)條件的原型濾波器的長度達(dá)到了13312，而原型濾波器系數(shù)長度的增加不僅增加了優(yōu)化參數(shù)的個數(shù)和加大了非線性優(yōu)化的難度，同時也增加了運算量和FPGA硬件資源的耗費［4］.

但若處理帶寬是信號帶寬的2倍(F=2)，可以采用根據(jù)頻率編碼信號是否落在信道帶寬內(nèi)(即是否有效)來抑制帶外信號.即根據(jù)式(6)，當(dāng)綜合的子信道信號的頻率無效時將該子帶I、Q信號設(shè)成0.同樣由于處理帶寬是信號帶寬的2倍，則綜合濾波器的帶外鏡像信號抑制也可以做得比較高.采用此方法明顯降低了原型濾波器的設(shè)計階數(shù)和設(shè)計參數(shù)要求.根據(jù)實際測試，對于ESM系統(tǒng)，在40 dB動態(tài)范圍的要求下，原型濾波器設(shè)計成192階可以滿足要求.

3.4 綜合濾波器的原型濾波器設(shè)計

由于綜合濾波器需綜合的子信道個數(shù)這里選為2n，因此對于綜合濾波器這里考慮系統(tǒng)可以預(yù)存多個原型濾波器，綜合時根據(jù)需要綜合的子信道數(shù)目來選取對應(yīng)的濾波器.截止頻率分別設(shè)為π/4，π/8，……，π/2Mmax，其中 Mmax為 FFT 的最大點數(shù).一般在根據(jù)ESM系統(tǒng)處理的LPI信號帶寬，綜合2路或4路信號是比較常見的.即通帶截止頻率設(shè)為π/4或π/8.

4 計算機(jī)仿真

仿真采用圖8所示的動態(tài)信道化結(jié)構(gòu)，信號輸入范圍480～960 M，采樣頻率fs=960 M，M=16，F(xiàn)=2.可得子信道帶寬為30 M，信號處理帶寬為60 M.原型低通 FIR濾波器的通帶截止頻率為15 M，阻帶起始頻率為30 M，階數(shù)為256階，綜合濾波器和分析濾波器過渡帶均為15 M，阻帶衰減大于75 dB.輸入信號信噪比SNR=20 dB.采樣點數(shù)共計16 384 點，約 17.1 μs.

1)輸入兩部常規(guī)信號，信號載頻分別為935 M和895 M，信號經(jīng)信道化后出現(xiàn)在2、3路上.

圖10中共16個信道，信號出現(xiàn)在2、3信道，每個信道采樣點數(shù)為2 048個點.圖中只截取了信號的100個點.可以看出，由于原型濾波器無法做到銳截止，因此，在1、4路也出現(xiàn)了信號，但在綜合信號時，可以通過應(yīng)用式(6)測量每個信道的能量(實際過程中可使用幅度Ak［n］)和有效頻率，將每個子帶內(nèi)30 M外的信號抑制掉.

圖11中由于經(jīng)過了綜合濾波器，進(jìn)行了2倍插值，因此采樣點數(shù)變?yōu)? 096點.其中0～512，3 584～4 095區(qū)間代表2路30M帶寬子帶信號頻譜;1 536～2 560區(qū)間代表3路30 M帶寬子帶信號頻譜.

圖10 常規(guī)雷達(dá)信號信道化結(jié)果Fig.10 Channelized results of routine radar signal

圖11 常規(guī)雷達(dá)信號重建復(fù)數(shù)信號頻譜Fig.11 Reconstruction complex signalmagnitude response of Routine radar signal

可見，雖然分析濾波器過渡帶有50%交疊，但采用本文方法，重建信號達(dá)到完全重建，輸出信號SNR大于29 dB.

2)輸入LFM信號，起始頻率為720 M，終止頻率為660 M.

輸入信號經(jīng)信道化后結(jié)果落在9、10、11子帶，如圖12所示，可以看出，分析濾波器存在過渡帶.

雖然信號落在9、10、11子帶，但根據(jù)圖8，為完成FFT運算，需要補成4點FFT.

圖13中由于經(jīng)過了綜合濾波器，進(jìn)行了4倍插值，因此采樣點數(shù)變?yōu)?8 192點，其中0～512，7 568～8 192，區(qū)間代表第9路30 M帶寬子帶信號頻譜(對應(yīng)LFM信號的720 M～705 M);5 680～6 704區(qū)間代表第10路30 M帶寬子帶信號頻譜(對應(yīng)LFM信號的705 M～675 M);3 623～4 656區(qū)間代表第11路30 M帶寬子帶信號頻譜(對應(yīng)LFM信號的675 M～660 M);1 536～2 560區(qū)間代表12路30 M帶寬子帶信號頻譜(此圖為該路補零的結(jié)果).

同樣可見，采用本文方法，重建信號達(dá)到完全重建.

圖12 LFM雷達(dá)信號信道化結(jié)果Fig.12 Channelized result of LFmradar signal

圖13 LFM雷達(dá)信號重建復(fù)數(shù)信號頻譜Fig.13 Reconstruction complex signalmagnitude response of LFmradar signal

5 結(jié)束語

本文針對均勻?qū)拵?shù)字信道化接收機(jī)無法動態(tài)適應(yīng)ESM系統(tǒng)中LPI等雷達(dá)信號大瞬時帶寬的問題，提出了在無混迭無盲區(qū)的均勻信道化設(shè)計結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，根據(jù)能量和有效頻率檢測選取需要綜合的子信道的部分信道重構(gòu)方法，去除了分析濾波器過渡帶造成的信號混疊，使得信號經(jīng)綜合濾波器后得以精確重建.降低了原型濾波器的設(shè)計階數(shù)和設(shè)計參數(shù)要求.設(shè)計均勻信道化結(jié)構(gòu)時要求處理帶寬是信號帶寬的2倍，同時由于該動態(tài)信道化結(jié)構(gòu)采用了多相濾波方法，更加有利于接收機(jī)的硬件實現(xiàn).通過仿真實驗，驗證了提出的接收機(jī)結(jié)構(gòu)的有效性和可行性.

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