薛蒙

(青島理工大學(xué)，山東 青島 266520)

反激式變換器實(shí)際是一個(gè)帶隔離變壓器的Buck-Boost變換器，由于所用元件少、電路和控制簡(jiǎn)單，在小功率開關(guān)電源中獲得廣泛的應(yīng)用。本文分析建立了反激變換器小信號(hào)模型，并基于UC3842的補(bǔ)償控制，提出了一種新型補(bǔ)償控制方法。

目前用于反激電路的UC3842大多采用離線式結(jié)構(gòu)，雖然其電路簡(jiǎn)單，但由于反饋不能直接從輸出電壓取樣，因此輸出電壓中仍有大約±2%的紋波，而且負(fù)載變化時(shí)輸出電壓變化大、響應(yīng)慢，不適合精度要求較高或負(fù)載變化范圍較寬的場(chǎng)合。本文提出了輸出直接反饋的新方法，實(shí)驗(yàn)證明該方法可以提高電源精度，而且負(fù)載調(diào)整率和電壓調(diào)整率也明顯好于傳統(tǒng)用法。

1小信號(hào)建模與補(bǔ)償控制

UC3842為雙列8腳單端輸出的開關(guān)電源驅(qū)動(dòng)集成電路，其內(nèi)部集成了振蕩器、有溫度補(bǔ)償?shù)母咴鲆嬲`差放大器、電流檢測(cè)比較器、圖騰柱輸出電路、輸入和基準(zhǔn)欠電壓鎖定電路及PWM鎖存器電路等。圖1所示為UC3842內(nèi)部框圖和引腳圖，UC3842采用固有工作頻率脈沖寬度可控調(diào)制方式，共有8個(gè)引腳。

圖1 UC3842內(nèi)部框圖和引腳圖

UC3842主要用于高頻中小容量開關(guān)電源，用它構(gòu)成的傳統(tǒng)離線式反激變換器電路在驅(qū)動(dòng)隔離輸出的單端開關(guān)時(shí)，通常將誤差比較器的反向輸入端通過反饋繞組經(jīng)電阻分壓得到的信號(hào)與內(nèi)部2.5 V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，誤差比較器的輸出端與反向輸入端接成PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，誤差比較器的輸出端與電流采樣電壓進(jìn)行比較，從而控制PWM序列的占空比，達(dá)到電路穩(wěn)定的目的。

圖2 UC3842構(gòu)成的離線式電路

UC3842用于反激變流器時(shí)采用電流峰值控制，由其構(gòu)成的離線式電路如圖2所示。

首先對(duì)在CCM工作方式下的反激變流器小信號(hào)交流模型進(jìn)行分析，并作如下假設(shè)：

(1)系統(tǒng)所施擾動(dòng)幅值較低，即小信號(hào)擾動(dòng)；

(2)小信號(hào)擾動(dòng)的頻率低于開關(guān)頻率；

(3)電路中所有半導(dǎo)體器件均為理想器件；

(4)電路中所有無源器件均為線性器件。

反激式變換器的一個(gè)工作周期可以分成兩個(gè)工作階段：階段1為功率開關(guān)導(dǎo)電階段；階段2為功率開關(guān)關(guān)斷階段，反激式變換器的等效電路如圖3所示。

圖3 反激式變換器等效電壓

忽略電感電流、電容電壓和電源電壓在一個(gè)開關(guān)周期中的紋波，得到電感特性方程、電容特性方程和輸入電流開關(guān)周期的平均值方程，即反激式變換器狀態(tài)空間平均方程式，如式(1)。

顯然式(1)是非線性方程。同樣，采用擾動(dòng)和線性化處理方法，經(jīng)整理消去直流項(xiàng)忽略二階小項(xiàng)，得到電感電流、電容電壓小信號(hào)狀態(tài)方程和輸入電流方程：

控制至輸出的傳遞函數(shù)為：

UC3842采用峰值控制法(CPM)，在式(1)的基礎(chǔ)上作拉氏變換，推導(dǎo)其小信號(hào)模型，得到式(3)：

假定電路脈動(dòng)很小且峰值補(bǔ)償幅度很小時(shí)，引入峰值控制信號(hào)，令 ^i(s)≈^ic(s)，在式(4)中消去^d，則在電流控制模式下，電路的傳遞函數(shù)Gvc(s)=^V(s)/^ic(s)(^Vg=0)，經(jīng)過近似，反激變流器在CPM下的傳遞函數(shù)與式(4)有相同的形式，下面用式(4)對(duì)應(yīng)的交流小信號(hào)模型和控制框圖進(jìn)行分析。

圖4是等效的控制框圖，Gc(s)是反激變流器傳遞函數(shù)，Gm(s)是脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)，Gm(s)=IVm(Vm為調(diào)制鋸齒波的峰值)；H(s)是反饋電壓采樣數(shù)；G1(s)即是所需要設(shè)計(jì)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

圖4 式(4)等效的控制框圖

傳統(tǒng)的OFFLINE反激變流器的補(bǔ)償后的幅頻特性以-20 dB穿越0 dB，系統(tǒng)有一定的相位裕度和幅值裕度，但是在-180°時(shí)，反激變流器的重極點(diǎn)剛好發(fā)生諧振，造成幅值裕度很小，而且系統(tǒng)的通頻帶變窄，閉環(huán)增益很小，這樣電路的快速響應(yīng)性能受到一定影響，造成輸出電壓紋波較大，而且負(fù)載突變時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)較慢。

本文電路采用UC3842新用法，采用帶斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏鞣逯悼刂?，并利用TL431線性穩(wěn)壓器和PC817線性光耦構(gòu)成反饋環(huán)，如圖5所示。

圖5 反饋環(huán)電路

該網(wǎng)絡(luò)由兩級(jí)系統(tǒng)構(gòu)成，前級(jí)為TL431線性可調(diào)穩(wěn)壓器對(duì)輸出電壓反饋，其傳遞函數(shù)為 G11(s)=^v2/?v1，后級(jí)為PC817線性光耦輸出電壓誤差信號(hào)提供電流峰值基準(zhǔn)，其傳遞函數(shù)為 G12(s)=?vC/^v2，輸出取樣傳遞函數(shù)H(s)=R2/(R1+R2)，同時(shí)，UC3842內(nèi)部電壓誤差比較器反向端接地。

電路中將UC3842內(nèi)部誤差放大器(ERROR AMP)的反向輸入端2腳直接接地，從8腳基準(zhǔn)電壓腳拉一個(gè)2kΩ的電阻到ERROR AMP的輸出端1腳，利用光耦集-射極間的動(dòng)態(tài)電阻與R1分壓，略過芯片內(nèi)部的放大器，用1腳做反饋，通過反饋網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)誤差比較器的輸出，然后與電流采樣的第3腳電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生一個(gè)PWM序列，再與時(shí)鐘信號(hào)、電壓檢測(cè)信號(hào)和死區(qū)信號(hào)合成后生成PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)+5 V主輸出閉環(huán)控制的目的。這樣一般無需在反饋的高壓端加RC網(wǎng)絡(luò)，簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)步驟。1腳的反饋利用三極管集-射極的動(dòng)態(tài)電阻控制1腳電壓，從而控制峰值電流的值，與電感電流的采樣輸入端3腳比較后控制占空比D。電路圖如圖6所示。

圖6 新補(bǔ)嘗方法電路圖

PC817是線性光耦，集-射極的動(dòng)態(tài)電阻由初級(jí)電流和集電極電流決定，利用三端可調(diào)穩(wěn)壓管TL431進(jìn)行反饋控制。當(dāng) Vo↑→V(TL431)↓→iF↑→VCE↓→D↓→Vo↓時(shí)，則可實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定；反之Vo↓亦能穩(wěn)定。集-射極間動(dòng)態(tài)輸出電阻為光耦輸出特性曲線在工作點(diǎn)附近斜率的倒數(shù)，是一個(gè)微變參數(shù)：

其中，VCE與iF構(gòu)成負(fù)反饋，以保證輸出的穩(wěn)定。

TL431有一個(gè)與高壓側(cè)隔離的內(nèi)置高增益誤差放大器，該放大器經(jīng)過光耦直接控制UC3842內(nèi)部ERROR AMP的輸出端，其精確度并不會(huì)降低。試驗(yàn)中通過用示波器測(cè)試發(fā)現(xiàn)，負(fù)載階躍變化時(shí)D沒有延時(shí)性變化，也沒有不穩(wěn)定的現(xiàn)象。

2試驗(yàn)結(jié)果及分析

實(shí)驗(yàn)的電路圖如圖7所示。

圖7 利用UC3842及TI431所做實(shí)驗(yàn)電路圖

輸入：85～265 V交流，整流后直流 100～375 V；

輸出：12 V/5 A；

初級(jí)電感量：370 μH；

初級(jí)匝數(shù)：40 T，次級(jí)：5 T；

次級(jí)濾波電容：3 000 μF；

震蕩三角波幅度：2.5 V；

開關(guān)頻率：100 kHz；

電流型控制時(shí)，取樣電阻取0.33 Ω。下面用峰值電流型控制來設(shè)計(jì)此電源環(huán)路。所有設(shè)計(jì)取樣點(diǎn)在輸出小LC前面。如果取樣點(diǎn)在小LC后面，由于受LC諧振頻率限制，帶寬不能很高。

電流型控制時(shí)假設(shè)用UC3842，傳遞函數(shù)如下：

輸出濾波電容的內(nèi)阻比較大，自身阻容形成的零點(diǎn)比較低，這樣在8 kHz處的相位滯后比較小。

Phase angle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-22°。

另外可看到在8 kHz處增益曲線為水平，所以可以直接用單極點(diǎn)補(bǔ)償，這樣可滿足-20 dB/decade的曲線形狀。省掉補(bǔ)償部分的 R2和 C1。設(shè) Rb為 5.1 kΩ，則 R1=[(12-2.5)/2.5]×Rb=19.4 kΩ。 8 kHz處功率部分的增益為-20×log(1 225/33)+20×log19.4=-5.7 dB。理論上 8 kHz處應(yīng)為0 dB，所以8 kHz處補(bǔ)償放大器增益應(yīng)為5.7 dB，5.7-20×log(F0/8)=0 dB

F0為補(bǔ)償放大器0 dB增益頻率，F(xiàn)0=1/(2×π×R1C2)=15.42 Hz

相位裕度：180-22-90=68°

仿真圖如圖8所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)仿真圖

本文分析了反激變流器在CPM控制模式下的小信號(hào)模型，推導(dǎo)出開環(huán)傳遞函數(shù)，通過比照UC3842傳統(tǒng)補(bǔ)償和新型補(bǔ)償方式對(duì)整個(gè)系統(tǒng)性能的影響，提出了一種綜合性能較好的輸出直接反饋的控制策略。該電路的性能指標(biāo)明顯好于傳統(tǒng)用法，且設(shè)計(jì)相對(duì)簡(jiǎn)單，反饋環(huán)節(jié)易于調(diào)整。但該電路使用元件稍多于傳統(tǒng)電路，成本稍高。在對(duì)電源精度要求較高或負(fù)載條件較差的情況下，本文提出的反激式開關(guān)電源是較適合的。

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