汪 媚

（福建廣播電視大學(xué)，福建 福州 350003）

0 引言

GSM-R是專用移動通信的一種，專用于鐵路的日常運營管理，主要提供無線列調(diào)、編組調(diào)車通信、區(qū)段養(yǎng)護維修作業(yè)通信、應(yīng)急通信、隧道通信等語音通信功能，可為列車自動控制與檢測信息提供數(shù)據(jù)傳輸通道，并可提供列車自動尋址和旅客服務(wù)。鐵路無線列車調(diào)度通信系統(tǒng)的通信質(zhì)量直接關(guān)系鐵路的行車安全，我國大部分的鐵路地處山區(qū)及多隧道地區(qū)，造成列車無線調(diào)度通信系統(tǒng)在這種傳播環(huán)境中遇到許多弱電場區(qū)。為滿足弱電場區(qū)信號的連續(xù)覆蓋，現(xiàn)在已采用多種技術(shù)方式，如漏泄同軸電纜＋中繼器、光纖直放站、無線直放站等。由于目前光纖資源豐富，光纖直放站可靠性高等特點，鐵路弱場覆蓋解決方案中廣泛采用光纖直放站[1]。

數(shù)字光纖直放站是利用軟件無線電技術(shù)，將GSM Um口信號數(shù)字化，通過光纖傳送到遠端，利用遠端射頻單元再生、放大，實現(xiàn)基站信號拉遠覆蓋的無線網(wǎng)絡(luò)覆蓋設(shè)備。數(shù)字上/下變頻（DUC/DDC）是數(shù)字光纖站的重要組成部分，其功能是將基帶信號經(jīng)過內(nèi)插濾波后變到中頻的頻率，或者將中頻的信號經(jīng)過抽取濾波后降到基帶的頻率上[2]。文章主要介紹了一種GSM-R光纖直放站數(shù)字下變頻模塊的FPGA實現(xiàn)方法。

1 數(shù)字下變頻的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與設(shè)計

1.1 GSM-R直放站數(shù)字下變頻器的參數(shù)設(shè)計

表1為GSM-R光纖直放站的基本參數(shù)，要求4載波GSM信號在4 m的帶寬內(nèi)任意可選擇地通過光纖傳輸。本設(shè)計為數(shù)字中頻信號處理模塊，在濾波器特性上，要求至少符合模擬聲表濾波器的一般指標性能：即通帶帶寬大于等于200 kHz，阻帶帶寬小于等于1 MHz，帶外抑制不小于60 dBC，載波中心偏正負400 kHz的抑制不小于35 dBC，達到工程可用的目的。

由于存在模數(shù)轉(zhuǎn)換過程，設(shè)計利用了奈奎斯特帶通采樣定理[3]，使用現(xiàn)行的高速ADC直接對中頻信號進行帶通采樣從而保證有用帶寬內(nèi)的信號不發(fā)生失真[4]。在實際的 AD轉(zhuǎn)換過程中，由于幅頻特性的非理想，在整個通帶內(nèi)越靠近帶寬邊緣處，信號受到的衰減越大，一般比頻帶中心處的幅度差值大約在0.5 dB以上。對于本下變頻系統(tǒng)來說，所采樣的信號最大帶寬范圍是 4 MHz，考慮到預(yù)留一定的冗余帶寬，將采樣率設(shè)為61.44 MSps，為濾波器實現(xiàn)良好的帶內(nèi)平坦度提供了保障。

表1 GSM-R 系統(tǒng)的基本參數(shù)

下變頻之后帶寬和數(shù)據(jù)速率之間有著相互制約的關(guān)系，一定的數(shù)據(jù)速率fs，由于iq正交關(guān)系的2路信號表示的是復(fù)頻域信號，則最大可表示的信號帶寬為fs。這樣，若明確了所感興趣的載頻帶寬之后，經(jīng)抽取的基帶信號速率則不可能小于載頻帶寬。另一方面，基帶信號在上變頻時需要經(jīng)過插值處理，還原為下變頻之前的數(shù)據(jù)速率，在插值過程中由于鏡像濾波的需要，使處理的時延變大，因此基帶速率大小的選擇需要進行時延和基帶表示信息量之間的權(quán)衡。綜合考慮帶寬與時延等指標，系統(tǒng)基帶的數(shù)據(jù)數(shù)率選為7.68 mb/s。

1.2 GSM-R直放站數(shù)字下變頻器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)光纖傳輸接口采用的是 cpri協(xié)議，由于需要預(yù)留外部透傳數(shù)據(jù)的 cpri容量，因此系統(tǒng)要求使用寬帶傳輸，即傳輸?shù)氖且煌ǖ? m寬帶信號，考慮到系統(tǒng)要求4載波信號任意可選，本DDC模塊采用2次混頻過程。第一次混頻是下變頻，將4通道載頻信號分別往下搬移到零頻；第二次混頻為上變頻，再將4通道零頻信號上搬移至基帶相應(yīng)頻點，并合路為帶寬4 m的一通道基帶信號。這樣后級的數(shù)字上變頻模塊（DUC）只需將該 4 m信號上搬移至指定頻點即可，降低了后級資源的要求。

數(shù)字下變頻器DDC的功能結(jié)構(gòu)如圖1所示，模擬中頻信號X(t)經(jīng)AD芯片數(shù)模轉(zhuǎn)換后得到數(shù)字中頻信號X(n)，DDC模塊將輸入的X(n)信號分為4個通道，為每個通道配置獨立工作的 NCO（數(shù)控振蕩器）、數(shù)字混頻器、數(shù)字濾波器等子模塊。其中，NCO用于選擇輸入載波信號的工作頻率，只有符合頻率的載波信號才能進入該DDC通道；數(shù)字混頻器即為乘法器，將X(n)與第一級NCO產(chǎn)生的本振信號相乘；數(shù)字濾波器包括CIC抽4濾波器，F(xiàn)IR抽2濾波器，F(xiàn)IR單倍濾波器，將信號抽取后頻域上的混疊信號濾除并實現(xiàn)對信號的整形以滿足帶外抑制要求。最后將4通道信號與第二級NCO′產(chǎn)生的本振進行乘累加（MAC）合路后得到I、Q 2路基帶數(shù)字信號，該信號以7.68 mb/s的數(shù)據(jù)數(shù)率送給光纖傳輸模塊。

圖1 GSM-R 數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)

2 數(shù)字下變頻的FPGA實現(xiàn)

2.1 數(shù)控振蕩器NCO的FPGA實現(xiàn)及仿真

數(shù)控振蕩器 NCO的目標是產(chǎn)生一個理想正交本振序列cos(w0n)和sin(w0n)，這里采用直接數(shù)字頻率合成器DDS實現(xiàn)。直接數(shù)字頻率合成器DDS由相位累加器、相位加法器、正弦查找表組成[5]。每到一個時鐘脈沖，通過相位累加器使相位在原來的基礎(chǔ)上加一個相位累加量即頻率控制字 M，再利用相位加法器加上初始相位，最后用相位值作為正弦查找表的地址，查出正弦值。每當(dāng)累加器溢出時就產(chǎn)生一個新的循環(huán)，累加器完成一個循環(huán)的時間就是正弦波形的周期。

設(shè)fout為DDS的輸出頻率，fc為輸入信號的采樣頻率，N為相位累加器的字長，則輸出信號頻率與頻率控制字M的關(guān)系為：

當(dāng)M為1時，上式代表DDS的輸出頻率分辨率，即：

直接數(shù)字頻率合成器DDS可以采用XILINX公司提供的IP核DDS Comlpier實現(xiàn)。將DDS的時鐘頻率設(shè)為61.44 MHz，與DDC的輸入采樣率相同,將相位寬度N設(shè)為20位，頻率控制字M設(shè)為20’h40000,則DDS輸出頻率為15.36 MHz的兩路正余弦信號，并與原始信號混頻后產(chǎn)生兩路零中頻正交信號，實現(xiàn)下變頻。其中DDS的參數(shù)設(shè)置為：SFDR為84 dB；頻率分辨率58.6 Hz。通過調(diào)用Modelsim，DDS的綜合仿真結(jié)果如圖2所示。

圖2 DDS 的Modelsim仿真

2.2 多級濾波模塊的設(shè)計

多級濾波器模塊對混頻后的信號進行濾波、抽取，降低數(shù)據(jù)速率并且達到濾波選頻的效果。抽取濾波器級數(shù)沒有統(tǒng)一的標準，由于多級抽取[6]可減少硬件中資源的使用而達到同樣目的，因此本設(shè)計采用3級的抽取過程，通過CIC濾波4倍抽取，F(xiàn)IR濾波2倍抽取，F(xiàn)IR濾波單倍抽取將61.44 mbps的基帶數(shù)據(jù)數(shù)率降低到7.68 mbps以進行內(nèi)部混頻。

CIC濾波器由于其實現(xiàn)結(jié)構(gòu)特點常用來在數(shù)字系統(tǒng)中實現(xiàn)大采樣率的改變[7]，但較大的旁瓣使得其難以達到良好的濾波性能，可以通過階數(shù)的增加來提高阻帶的衰減性能[8]，因此本設(shè)計第一級抽取濾波器采用4階CIC濾波器來實現(xiàn)對信號的4倍抽取。

假定通帶等紋波大小，F(xiàn)IR濾波器理論上的設(shè)置主要考慮通帶和阻帶位置。為在工程上可用，根據(jù)gsm載波特性，對單載波信號本系統(tǒng)3 dB的通帶帶寬設(shè)為0.4 MHz，阻帶帶寬設(shè)為1 MHz。系統(tǒng)中的濾波器參數(shù)可以在matlab的濾波器設(shè)計工具fdatool中得到體現(xiàn)，多級濾波器的設(shè)置如圖3和圖4所示。

圖3 FIR抽2濾波器的響應(yīng)曲線

圖4 FIR抽1濾波器的響應(yīng)曲線

2.3 內(nèi)部混頻模塊的實現(xiàn)

在DUC內(nèi)部的混頻處理上，采用正交混頻的方案，7.68 m的IQ基帶數(shù)據(jù)與相同數(shù)據(jù)速率的本振信號進行正交混頻，使頻譜上搬。正交混頻的計算公式如下：

公式(1)為正交混頻公式，公式(2)、(3)為其實部和虛部的分解式。其中w0為本振信號的角頻率,ws為待處理信號的角頻率。

從上式中可看出此復(fù)數(shù)運算要進行 4次乘法和 2次加法，由于系統(tǒng)時鐘為數(shù)據(jù)速率的8倍，通過利用FPGA內(nèi)部DSP48的時分復(fù)用可實現(xiàn)多個通道數(shù)據(jù)的乘累加運算，即在混頻過程中直接將不同通道的數(shù)據(jù)進行合路，進而省去一級加法器。為此，需要要求IQ和DDS數(shù)據(jù)按照一定的順序?qū)?yīng)輸出，4載波8個iq通道的處理只需2個DSP48即可完成，如圖5所示。

圖5 DUC混頻DDS輸出和數(shù)據(jù)對應(yīng)關(guān)系

3 硬件測試與結(jié)果分析

數(shù)字下變頻器 DDC最終在 XILINX公司的 FPGA芯片Virtex-4 XC4VSX35上實現(xiàn)。采用信號發(fā)生器Agilent E4433B產(chǎn)生模擬中頻信號76.8 MHz作為采樣率為61.44 MHz的ADC（型號為 AD11C125）的輸入信號。ADC芯片過采樣后輸出15.36 MHz的中頻信號輸入數(shù)字下變頻模塊進行下變頻處理。最后I、Q兩路正交信號輸出到DA芯片AD9779A。

其中DA芯片輸出的模擬信號頻譜如圖6所示。在測試過程中，通過調(diào)節(jié)信號發(fā)生器的頻率可以將信號變頻到不同的中頻頻率上，驗證了下變頻器設(shè)計的正確性。由圖6可知，在載頻中心偏±200 kHz時該處帶外抑制為2.98 dB左右，符合不大于3 dB抑制的指標要求；在載頻中心偏±400 kHz時帶外抑制為52 dB左右，大于35 dB抑制的指標要求，驗證通過。

圖6 AD9779模擬輸出信號頻譜

4 結(jié)語

詳細介紹了GSM-R直放站數(shù)字中頻模塊下變頻器的設(shè)計與實現(xiàn)。依據(jù)GSM-R系統(tǒng)的指標要求，利用FPGA的高速率、可實現(xiàn)在線重構(gòu)等優(yōu)點，采用SIMULINK建模與Verilog語言相結(jié)合的方法實現(xiàn)了數(shù)字下變頻的設(shè)計，仿真與測試結(jié)果達到了設(shè)計要求。綜上所述，所提出數(shù)字下變頻方案具有實際的應(yīng)用性及獨特性，在工程實踐中有一定的參考價值。

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