馮 筱，文光俊，孫慕明

(電子科技大學(xué) RFIC教研室，四川 成都 611731)

責(zé)任編輯:任健男

0 引言

近年來，多功能移動娛樂平臺概念逐漸興起，各國陸續(xù)推出移動電視標(biāo)準(zhǔn)，主要有歐盟的DAB/DVB－H，韓國的TDMB，以及中國推出的具有自主知識產(chǎn)權(quán)的CMMB標(biāo)準(zhǔn)。除了具有多標(biāo)準(zhǔn)的工作模式，手機(jī)和其他移動終端還要求低成本，低功耗和小體積，這就需要設(shè)計(jì)更小幾何尺寸和集成度的調(diào)諧器。

近年來零中頻結(jié)構(gòu)的調(diào)諧器成功地解決了這些難題。但零中頻結(jié)構(gòu)有許多不可避免的缺點(diǎn)，如直流偏移、I/Q失配、偶次失真等，給模擬基帶電路的設(shè)計(jì)帶來了很多挑戰(zhàn)［1－4］。例如精確的截止頻率、尖銳的過渡帶、足夠大的阻帶衰減以及高線性度和動態(tài)范圍等。

本文選擇7階切比雪夫Ⅰ型低通濾波器來滿足上述頻率響應(yīng)要求。濾波器的截止頻率為1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可編程。為了補(bǔ)償因工藝偏差造成的器件常數(shù)漂移，采用片上頻率自動校準(zhǔn)系統(tǒng)來使截止頻率保持在所期望的頻點(diǎn)上。

1 濾波器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

模擬濾波器的設(shè)計(jì)需考慮兩個(gè)因素，一是LCR原型的選擇，二是有源電阻電容濾波器(Active－RC Filter)和跨導(dǎo)電容濾波器的選擇。級聯(lián)設(shè)計(jì)方式較之RLC梯形原型設(shè)計(jì)方式有著更低的靈敏度，受元件值變化的影響小，且達(dá)到相同性能所用的元件更少［5－6］。另外，有源電阻電容濾波器所使用的運(yùn)放都工作在閉環(huán)狀態(tài)，相對于跨導(dǎo)電容濾波器有著更高的線性度，能夠滿足移動電視標(biāo)準(zhǔn)對調(diào)諧器線性度的嚴(yán)格要求?？鐚?dǎo)濾波器更適用于發(fā)射機(jī)芯片，因?yàn)樗母哳l性能較好。因此，本文采用LCR原型綜合的有源電阻電容濾波器結(jié)構(gòu)。

LCR原型綜合的濾波器的實(shí)現(xiàn)方法大體可以分為兩類，一種是有源元器件等效替代，一種是信號流程圖形成跳耦電路。它們的電路原型都是無源梯形電路。第一種方法是用有源器件替代梯形電路中的無源器件(電阻、電感和電容)，實(shí)現(xiàn)后的有源濾波器不但在函數(shù)功能上等同于無源電路，而且在結(jié)構(gòu)形式上也相同。第二種方法是功能的實(shí)現(xiàn)，有源電路和無源原型電路相比，結(jié)構(gòu)完全不一樣，采用的運(yùn)算放大器和分立元件較之第一種方法更少，所以本文中的濾波器結(jié)構(gòu)采用信號流程圖形成跳耦電路的方法實(shí)現(xiàn)。

圖1為無源梯形濾波器電路的框圖。

圖1 無源梯形濾波器電路的框圖

其電流電壓方程可以化為

依據(jù)上述8個(gè)方程式建立信號流程圖，如圖2所示。采用運(yùn)算放大器和電阻電容元件實(shí)現(xiàn)該流程圖功能的電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，為7階切比雪夫Ⅰ型Leapfrog低通信道選擇濾波器的電路圖。對于紋波為0.1 dB的七階切比雪夫低通濾波器，其LCR原型設(shè)計(jì)參數(shù)見表1。其中，QM1，2，3，4為信道帶寬與原型參數(shù)的乘積，QM2，3，4等于原型參數(shù)。根據(jù)各級的等效角頻率和品質(zhì)因數(shù)，便可得出可編程信道濾波器中各級的電阻電容值。

圖2 7階無源梯形濾波器的信號流程圖

圖3 采用跳蛙技術(shù)的7階切比雪夫Active－RC濾波器電路結(jié)構(gòu)圖(軟件截圖)

表1 紋波為0.1 dB的七階切比雪夫低通濾波器原型設(shè)計(jì)參數(shù)

濾波器采用數(shù)字方式控制的開關(guān)電阻電容陣列實(shí)現(xiàn)截止頻率可編程以及40 dB的鏈路增益。

2 運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)

運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)是濾波器設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。運(yùn)算放大器的噪聲、線性度、單位增益帶寬和功耗決定濾波器的主要性能。

圖4 兩級運(yùn)算放大器電路結(jié)構(gòu)(軟件截圖)

圖4為抑制共模噪聲并在較低電源電壓的條件下提高線性度，本文采用全差分輸入輸出的兩級運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)，并通過Miller電容和RHP調(diào)零電阻進(jìn)行穩(wěn)定性補(bǔ)償。為降低閃爍噪聲并得到Rail輸入，選擇PMOS差分對作為運(yùn)放的第一級輸入管。第二級采用共源級放大器，在增加運(yùn)放增益、提高閉環(huán)運(yùn)用線性度的同時(shí)，獲得軌到軌(Rail to Rail)的輸出擺幅。并通過一個(gè)額外的差分對來實(shí)現(xiàn)對運(yùn)放的共模反饋。共模反饋電路的設(shè)計(jì)要求為:1)增益盡量大;2)單位增益帶寬不能小于差模增益通路;3)共模反饋電路的相位裕度要大于60°，以保證運(yùn)放閉環(huán)使用時(shí)能穩(wěn)定工作。

下面將著重分析Q值增強(qiáng)效應(yīng)對濾波器頻率特性的影響以及如何對運(yùn)放作相應(yīng)的設(shè)計(jì)來克服此效應(yīng)。有源RC濾波器的Q值之所以不同于LCR原型，一是因?yàn)檫\(yùn)算放大器產(chǎn)生的極點(diǎn)會改變?yōu)V波器的頻率特性，二是不同的LCR原型所需的能量不同，例如，切比雪夫?yàn)V波器比巴特沃斯濾波器所需的能量多，所以當(dāng)增益帶寬積增加時(shí)，切比雪夫?yàn)V波器的Q值會比巴特沃斯增加得更急劇。為了分析LCR原型的帶寬和Q值增強(qiáng)效應(yīng)的影響，對如圖5所示的二階濾波器進(jìn)行分析。

圖5 二階濾波器電路圖(軟件截圖)

二階濾波器的Q值可表示為

由式(9)可看出，Q值增強(qiáng)現(xiàn)象和運(yùn)放的非理想特性是相關(guān)的。定義ΔQ為

式中:Qlossy是由非理想運(yùn)放構(gòu)成的有損耗積分器的Q值，QI是由理想運(yùn)放構(gòu)成的無損耗積分器的Q值，ωI是濾波器的帶寬。

由式(10)可知，切比雪夫?yàn)V波器所需的GBW是巴特沃斯的2倍。7階切比雪夫?yàn)V波器可劃分為3個(gè)二階濾波器和1個(gè)一階濾波器。為使ΔQ小于0.05(約0.42 dB)，3個(gè)二階濾波器的GBW應(yīng)分別為濾波器截止頻率的249，72.2 和 33.9(Q3，2，1=6.2，1.81，0.85) 倍。所以，運(yùn)放的GBW分別為6.26 Grad/s，1.81 Grad/s和0.85 Grad/s。針對不同的GBW要求來設(shè)計(jì)不同的運(yùn)放，可降低基帶電路的功耗。

本文采用帶共模反饋的全差分兩級運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)，通過Miller電容和RHP調(diào)零電阻進(jìn)行穩(wěn)定性補(bǔ)償。仿真表明運(yùn)放的GBW分別為6.26 Grad/s，1.81 Grad/s和0.85 Grad/s，相位裕度均大于60°，直流增益分別為65 dB，70 dB和71 dB，功耗分別為4.8 mW，2.3 mW和1.5 mW。仿真結(jié)果均在負(fù)載電容和電阻為1 pF和100 kΩ的情況下得到。

3 仿真結(jié)果

本文在TSMC 0.13μm CMOS工藝下對模擬基帶電路進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)。

濾波器的各項(xiàng)指標(biāo)性能列于表2。

表2 模擬基帶電路的性能指標(biāo)

圖6為濾波器的幅頻特性曲線。可以看到，該濾波器的截止頻率為1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可編程，且具有較低高的帶外衰減。在偏離截止頻率1.25/4 MHz的頻點(diǎn)上的衰減為26/57 dB。在直流分量附近的衰減量約為－127 dB，且等效高通截止頻率約為812 Hz，滿足消除直流偏移的要求。

圖6 濾波器幅頻響應(yīng)(截圖)

圖7為基帶輸出直流分量值的仿真結(jié)果?？梢钥闯?，在全增益模式下，當(dāng)輸入直流偏移10 mV時(shí)，輸出直流分量約為1.87 mV。

圖8為當(dāng)直流偏移消除電路由開到關(guān)的基帶電路輸出信號瞬態(tài)響應(yīng)。當(dāng)直流偏移消除電路工作時(shí)，輸出直流偏移量被消減至非常小，在大約5 ms時(shí)直流偏移電路關(guān)斷，輸出信號的直流分量和輸入信號一致。

圖9為基帶電路帶內(nèi)IIP3值，約為23.16 dBm。

4 結(jié)論

圖7 基帶輸出直流分量(截圖)

圖8 直流偏移分量瞬態(tài)響應(yīng)(截圖)

圖9 濾波器的帶內(nèi)IIP3值(截圖)

本文設(shè)計(jì)了多模多頻(DVB/DAB/CMMB)移動數(shù)字電視接收的可編程信道濾波器設(shè)計(jì)。其中，濾波器采用0.1 dB波紋的7階切比雪夫(Chebyshev)I型低通結(jié)構(gòu)，截止頻率1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可編程，在偏離截止頻率1.25/4 MHz的頻點(diǎn)上，分別實(shí)現(xiàn)26/57 dB衰減。多級直流負(fù)反饋環(huán)路用于抵消因版圖和自混頻引起的直流偏移?；赥SMC 0.13μm數(shù)字CMOS工藝，在2.5 V電源電壓下進(jìn)行了版圖仿真實(shí)驗(yàn)。結(jié)果表明，可編程信道濾波器電路的帶內(nèi)IIP3達(dá)到23.16 dBm，功耗為30.5 mW。

［1］KOUSAI S，HAMADA M.A 19.7 MHz，fifth－order active－RC Chebyshev LPF for draft IEEE802.11n with automatic quality－factor tuning scheme［J］.IEEE Journal of Solid － state Circuits，2007，42(11):2326－2337.

［2］KUO Ming－ching，KAO Shiau－wen，CHEN Chih－h(huán)ung，et al.A 1.2 V 114 mW dual－band direct－conversion DVB－H tuner in 0.13 um CMOS［J］.IEEE Journal of Solid－state Circuits2009，44(3):740－750.

［3］PARSSINEN A，JUSSILA J，RYYNANEN J，et al.A 2－GHz wide－band firect conversion receiver for WCDMA applications［J］.IEEE Journal of Solid－State Circuits，1999，34(12):1893－1903.

［4］KIM Tae－wook.A 13 dB IIP3 improved low－power2005.CMOS RF programmable gain amplifier using differential circuit transconductance linearization for various terrestrial mobile DTV applications［C］//Proc.IEEE Symposium on VLSI Circuits.［S.l.］:IEEE Press，2005:344－347.

［5］杜定坤，李永明.一種4 MHz復(fù)數(shù)濾波器及其自動調(diào)諧系統(tǒng)的設(shè)計(jì)［J］. 微電子學(xué)，2006，36(6):820－824.

［6］施洋，馬文峰，歸琳，等.DVB－H系統(tǒng)載波同步的硬件實(shí)現(xiàn)研究［J］.電視技術(shù)，2007，31(8):35－38.