鄧木生，嚴俊，廖無限

(1.湖南鐵道職業(yè)技術學院，湖南 株洲 412001;2.湖南工業(yè)大學，湖南 株洲 412001)

1 引言

恒流(CC)電子負載是一種通過吸收電源所提供的電能，以恒定的電流值來模擬或代替真實、靜態(tài)負載的設備，即為一種可調的恒流負載。電子負載解決了傳統(tǒng)測試中用電阻箱或滑線變阻器等需要人工調節(jié)導致控制精度低的問題，也可以模擬真實環(huán)境中的負載(用電器)。比如，一般對電源要求比較嚴格的廠家會用電子負載來檢測電源的好壞，用以測試或調節(jié)負載大小，以及短路、過流、動態(tài)等運行工況。同時，在一些儀器儀表的測試中，也用電子負載進行動態(tài)負載的測試［1－3］。

電子負載主要分為線性電子負載和開關電子負載兩大類。線性電子負載電流紋波系數(shù)較小，但功耗大、效率低(30%～40%)、體積大。而開關電子負載具有功耗低、效率高(約90%)、體積小的優(yōu)勢。

目前，電流控制PWM技術通過檢測電感電流，直接反饋去控制功率開關管的占空比。本文根據(jù)電流控制技術的特點，著重介紹用PWM電流調制技術實現(xiàn)恒流型電子負載;基于反饋控制理論，控制N溝道大功率MOSFET的導通時間，實現(xiàn)對被測電流的控制，其控制精度高，電路簡單，成本低廉［4－6］。

2 恒流型電子負載結構框圖介紹

本文設計的100VA電子負載工作原理框圖如圖1所示。電子負載主要由PWM控制器、輔助電源及電壓保護電路、高頻隔離變壓器、功率MOSFET開關管、可調的電位器、(一次側)電流檢測電路、高頻濾波電路、功率電阻等組成。

圖1 電子負載的原理框圖

這種電子負載是基于專用PWM控制芯片UC3843的開關負載，主要采用反激式拓撲結構來實現(xiàn)可調的電流變換，可滿足電流為0～5A可調恒流的要求。

3 電流變換電路設計

電子負載的電流變換電路主要由PWM控制器UC3843及外圍器件、輔助電源及電壓保護電路、高頻隔離變壓器、功率開關管、電流檢測電路等構成。電流變換器電路圖如圖2所示。UC3843的內部結構如圖3所示，UC3843是高性能電流模式控制器，專為電流變換器而設計，具有可微調的振蕩器、能進行精確的占空比調節(jié)、溫度補償參考、高增益誤差放大器、電流取樣比較器及大電流圖騰柱式輸出，是驅動功率MOSFET管的理想器件。

圖2 電流變換電路

圖3 UC3843內部結構圖

圖2中N1線圈電感為L、采樣電阻R11、開關管Q組成了放電回路。設Q1導通，忽略其他回路的微小電流，則

式中，iL為N1線圈電流;i為電子負載放電電流。

當電感中的電流iL線性增大到使R11iL略大于電流取樣比較器的門限時。UC3843輸出端6輸出低電平，此時Q1斷開，電路中的電流iL為零，變壓器充磁。而變壓器N3二次側的二極管導通，對變壓器進行去磁，電流為i2，忽略其他回路的電流，則

式中，LN3為二次側電感量。

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然后電流i2線性下降去磁，因此在一個周期中，變壓器不會磁飽和。根據(jù)磁路平衡，一次充磁電流平均值IL與去磁電流平均值I2的關系如下:

調節(jié)R3電位器，即可調節(jié)UC3843的輸出占空比，得到穩(wěn)定的輸出電壓，當R13固定時，I2的值不變，IL的值不變，可對被測電壓源進行恒流放電。

對圖2所示的電流變換電路，Vin為被測電源，該電壓分為兩路:一路經(jīng)R4降壓以后為U1(UC3843)的第7腳提供直流啟動電壓，另一路經(jīng)高頻變壓器的初級繞組N1為功率開關管的漏極提供工作電壓。N2是電壓反饋線圈，其感應電壓經(jīng)D2整流以及C5、C6濾波后供給U1工作電壓。N2的另一個作用是監(jiān)視、檢測電路在運行中是否出現(xiàn)故障，并將故障信息送到U1中進行處理。

C1、R2是改善誤差放大器的增益和頻率特性，C2為消噪電容，C3、R10決定該電路工作頻率，其工作頻率與R10、C3有關，取R10為 8kΩ，UC3843輸出占空比可達95%，C3為5nF，工作頻率為50kHz。

R11是檢測電阻，R7、C4構成濾波電路，他們一起構成電流檢測電路并檢測電路的工作狀況，如過流、短路等。

R1為是斜坡補償電阻，R6為柵極限流電阻;R6的取值決定了MOSFET管Q1的開關速度，一般取幾Ω到幾十Ω。

R5、C7、D1組成的緩沖電路用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓，R5取 5.6K，C7為 0.01μF，D1超快速二極管UF4007;C8、R8、D3組成的DCR緩沖網(wǎng)絡，可以防止功率MOSFET管關斷過程中承受過大反壓，C8取 1nF，R8取 2.7K，D3 為超快速二極管UF4007。

在輸出低電壓、大電流的情況下采用肖基特二極管進行整流。R9、C9一起構成D4的吸收緩沖電路。C10、C11、C12是濾波電容，與L1構成高頻濾波電路，R13是功率電阻，取3Ω/150W;

4 PWM控制電路介紹

4.1 一次側的電流反饋檢測電路

一次側的電流檢測電路由檢測電阻R11、R7和C4(主要作用是濾波)構成，由于在UC3843PWM控制器內的電流比較器輸入端設置了1V的電流鉗位，當電流過大而使電流檢測電阻的分壓大于1V時，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使輸出封鎖。若故障消失，下一個時鐘脈沖將使PWM鎖存器自動復位。所以應該以1V為PWM控制器的第3引腳基準電壓。上述參數(shù)設計的放電電流為0～5A可調，這時R11的值可由式(6)確定:

電流檢測電路同時起保護作用，當電流過大時，R11上的電壓大于1V，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使PWM輸出封鎖。

4.2 PWM占空比調節(jié)

電壓反饋繞組電壓經(jīng)D2、C5、C6整流濾波后，被電阻R1、R3分壓送入誤差放大器反相，并與誤差放大器同相端的2.5V(內部5V基準電壓源分壓后形成的)準電壓進行比較，產(chǎn)生誤差電壓，從而控制PWM脈沖占空比，以此來穩(wěn)定電流;當電位器R3的阻值變小時，放電電流值變大，反之，阻值變大時，電流值變小。

5 實驗分析

下面對某個電壓源輸出電壓時的相關電流波形進行測試，以驗證其正確性和合理性。

5.1 PWM驅動信號及檢測電阻上的電流波形測試

當電壓源輸出電壓為直流電壓70V與140V時，PWM驅動信號及檢測電阻上的電流波形測試結果分別如圖4與圖5所示。波形測試以直流電源地為參考點，圖中同時測得UC3843輸出的PWM驅動信號(即MOSFET柵極驅動信號)和檢測電阻上的電流信號，其中CH1為PWM驅動信號的波形，CH2為檢測電阻R11上的電壓波形。

從圖4和圖5可以看出，輸入電壓為70V時，MOSFET工作的占空比為35%，輸入電壓為140V時占空比為25%。當負載一定時，MOSFET驅動信號隨著輸入電壓的升高，其占空比相應減少，即形成了電流負反饋的閉環(huán)控制。

圖4 PWM驅動信號和檢測電阻上的電壓波形

圖5 PWM驅動信號及檢測電阻上電壓波形

在上述測試波形中，CH1為PWM驅動信號的波形，其頻率約為50kHz，信號波形沒有畸變，接近理想狀態(tài);CH2為檢測電阻上的電流波形，占空比比驅動信號的占空比大，主要是變壓器電感引起的關斷延時以及開關器件MOSFET的開通、關斷引起的開通和關斷尖峰信號造成的，并不會影響電流。開通和關斷尖峰信號是MOSFET的開關特性所致，同時也是造成MOSFET發(fā)熱的主要原因之一。

5.2 電子負載放電電流的計算

放電電流的平均值可根據(jù)以下式計算:

式中，I為電子負載放電電流;IL為變壓器一次電感平均電流;I1為 MOSFET導通時起始電流;IP為MOSFET導通時峰值電流;T為工作周期;TON為MOSFET導通時間。

將圖4的檢測電阻R11的電壓值除以檢測電阻值(R11=0.2Ω)可得到相應的起始電流值和峰值電流值，代入式(7)可得:

將圖4的實測值按以上方法計算可得:

式(8)與式(9)表明，該電子負載在電壓源電壓變化時，自動調節(jié)PWM驅動信號的占空比，保持直流平均電流不變。

6 結論

本文設計的基于UC3843PWM控制的恒流電子負載，基于反饋控制理論，當外部電壓發(fā)生變化時自動調節(jié)PWM調制信號的占空比來控制N溝道大功率MOSFET的導通時間，實現(xiàn)對被測電流的控制，實現(xiàn)恒流的電子負載特性。其控制精度高，電路簡單，成本低廉，具有廣泛的應用價值。

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