劉教民 李建文 李永剛 楊爭艷 張 軍

（1. 華北電力大學(xué)電力系 保定 071003 2. 河北科技大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院 石家莊 050018 3. 河北工業(yè)大學(xué)計(jì)算機(jī)科學(xué)與軟件學(xué)院 天津 300401）

1 引言

負(fù)載諧振逆變器是負(fù)載諧振為逆變器中功率器件提供零電壓或零電流條件，實(shí)現(xiàn)高頻變換器所需的軟開關(guān)[1]，可以降低開關(guān)損耗，其高頻、高效和高功率密度的特點(diǎn)符合電力電子技術(shù)的發(fā)展要求。

大功率負(fù)載諧振變換器一般采用全橋結(jié)構(gòu)，分為電壓型諧振逆變器與電流型諧振逆變器[2]。目前通過電壓型諧振逆變器拓?fù)渥兓瘜?shí)現(xiàn)高頻、大功率、軟開關(guān)的文獻(xiàn)以及負(fù)載靈活匹配的研究較多[3-7]。電流型諧振逆變器對功率器件的耐壓耐流水平要求較低，無需短路保護(hù)，負(fù)載匹配相對簡單，降低了功率器件要求，電路運(yùn)行更加穩(wěn)定[8]，對其深入研究并加以利用，將具有很高的實(shí)用價(jià)值。

傳統(tǒng)的電流型諧振逆變器小容性工作狀態(tài)運(yùn)行時(shí)優(yōu)點(diǎn)如下：功率器件關(guān)斷時(shí)，串聯(lián)二極管承受反壓，使得器件零電壓關(guān)斷；同時(shí)此工作狀態(tài)下，負(fù)載線圈支路的電流上升[9]，有利于有功功率的輸出。但其不足之處在于二極管反向恢復(fù)過程中產(chǎn)生的反向恢復(fù)電流，將使得另一橋臂開通的功率器件承受一個(gè)大的開通浪涌電流，造成要關(guān)斷的功率器件過電壓，以致器件擊穿、燒毀，造成主電路運(yùn)行不穩(wěn)定[10]。解決二極管反向恢復(fù)過電壓的問題十分必要。

三階 CLC負(fù)載通過串并聯(lián)電容來調(diào)節(jié)輸出功率和頻率的大小，使逆變器的輸出功率、頻率范圍變寬[11]。故逆變電路工作在小容性狀態(tài)的容性范圍以及對輸出電流、負(fù)載線圈支路電流的影響也是很值得研究和考慮的問題。

本文首先提出一種改進(jìn)的電流型諧振逆變器，串聯(lián)緩沖電感使功率器件零電流開通；小容性的工作狀態(tài)，使功率器件零電壓關(guān)斷；并聯(lián)柵漏極電容上電壓與串聯(lián)二極管的反壓相抵消，抑制反向恢復(fù)電流。然后將負(fù)載的綜合并聯(lián)諧振頻率單位化，改變功率器件的開關(guān)頻率，定量分析輸出電流與負(fù)載線圈支路電流的變化范圍，確定負(fù)載容性范圍；通過定量分析在同一負(fù)載綜合并聯(lián)頻率下，負(fù)載電容比例與電流變化范圍的關(guān)系，確定合適的電容比例大小，在保證電路穩(wěn)定性的同時(shí)，使流過主電路功率器件電流較小，負(fù)載線圈上電流較大。

2 改進(jìn)電流型諧振逆變器及其工作原理

增加納亨數(shù)量級(jí)的L1～L4為串聯(lián)緩沖電感和納法數(shù)量級(jí) Cm1～Cm4的柵漏極并聯(lián)電容的改進(jìn)電流型諧振逆變器拓?fù)淙鐖D 1所示，VT1～VT4為功率MOS管，VD1～VD4為串聯(lián)快速恢復(fù)二極管，L1、R為等效負(fù)載線圈的電感、電阻，C1為串聯(lián)電容，C2為綜合并聯(lián)電容，CLC負(fù)載匹配，Ld為直流電抗，負(fù)載支路C2上電壓為UH。

圖1 改進(jìn)電流型逆變器拓?fù)銯ig.1 The improved current source resonant inverter

改進(jìn)電流型逆變器的功率器件開關(guān)頻率大于負(fù)載的諧振頻率，輸出電壓相位滯后于輸出電流相位，工作在小容性狀態(tài)。半個(gè)工作周期由以下5個(gè)工作模式組成：

（1）t1～t2，功率 MOS管VT1、VT3導(dǎo)通時(shí)，電流id經(jīng)VT1—負(fù)載—VT3形成正向電流，負(fù)載電壓UH加在功率MOS管VT2、VT4上，柵漏極電容Cm1、Cm3上電壓與驅(qū)動(dòng)源電壓相等箝位，電壓方向?yàn)橄抡县?fù)。

（2）t2時(shí)刻，負(fù)載中電流為零，負(fù)載上的正向電壓還未過零，設(shè)其值為u。此時(shí)給VT2、VT4施加驅(qū)動(dòng)信號(hào)，電感L2、L4上電流不能突變，保證功率MOS管VT2、VT4零電流開通。

（3）t2～t3重疊導(dǎo)通時(shí)間中，橋臂短路，橋臂1、3電流開始下降，橋臂2、4電流同時(shí)上升，負(fù)載上的電壓被限制在 u。到 t3時(shí)刻換流結(jié)束，橋臂 1、3電流下降到零，橋臂2、4完全導(dǎo)通。

（4）t3～t4，電流id反向，負(fù)載電壓從u開始下降，由VD1、VD3承受此反壓，使得功率MOS管VT1、VT3零電壓關(guān)斷。此時(shí)只要負(fù)載電壓 u與驅(qū)動(dòng)源電壓值相等，則Cm1、Cm3鉗位電壓與二極管上承受的反壓相等，使二極管有足夠的反向恢復(fù)時(shí)間，降低了二極管上的反向恢復(fù)電流，關(guān)斷不會(huì)過電壓。

（5）t4時(shí)刻，負(fù)載電壓降為零，Cm1、Cm3存儲(chǔ)能量通過功率 MOS管柵源極釋放掉，Cm1、Cm3上電壓降為驅(qū)動(dòng)源電壓零。當(dāng)下一次VT1開通時(shí)，驅(qū)動(dòng)源電壓繼續(xù)給Cm1、Cm3充下正上負(fù)電壓，為下一次關(guān)斷做好了準(zhǔn)備。t4時(shí)刻后，負(fù)載電壓開始反向增大，加在功率MOS管VT1、VT3上。

半個(gè)諧振周期過程中，開關(guān)等效電路如圖2所示，驅(qū)動(dòng)信號(hào)與負(fù)載電壓電流波形如圖3所示。

圖2 諧振半周期各時(shí)段等效電路Fig.2 The equivalent circuits of half resonant period

圖3 驅(qū)動(dòng)信號(hào)與負(fù)載電壓電流波形Fig.3 The curves of driving signal and load current and voltage

在小容性工作情況下，負(fù)載電流id的基波分量超前于電壓 uH一個(gè)角度φ，其大小為β+γ/2，其中β為反壓角，γ為重疊角；重疊角γ要足夠大來保證主電流不開路，防止直流電抗Ld儲(chǔ)能的泄放。

若逆變器中不加入串聯(lián)電感，柵漏極不加入并聯(lián)電容，則由于換流過程結(jié)束時(shí)串聯(lián)二極管的反向恢復(fù)作用，電路中將會(huì)出現(xiàn)一個(gè)很大的浪涌開通電流和關(guān)斷過電壓，使開關(guān)管產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗。加入串聯(lián)電感、并聯(lián)電容后的改進(jìn)電流型諧振逆變器保證了功率器件零電流開通，零電壓關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，降低了開關(guān)損耗。

3 負(fù)載、功率匹配方案

負(fù)載槽路的輸入電壓Ud為正弦波，輸入電流Id為矩形波，負(fù)載等效電路圖如圖4所示，線圈的等效電感與電阻L、R，串聯(lián)電容C1，綜合并聯(lián)電容C2。

圖4 負(fù)載等效電路圖Fig.4 The load equivalent circuit

負(fù)載總阻抗為

負(fù)載發(fā)生諧振時(shí)，有兩種諧振狀態(tài)

且ω1＜ω2。

設(shè)逆變器中功率器件的開關(guān)頻率為ω，則阻抗隨 變化關(guān)系為

當(dāng) 0＜ω＜ω1時(shí)，電路呈容性；當(dāng)ω1＜ω＜ω2時(shí)，電路呈感性；當(dāng)ω＞ω2，電路又成容性。在諧振點(diǎn)ω1時(shí)，相當(dāng)于右支電路串聯(lián)諧振，阻抗最小，總阻抗最小，逆變器輸出的電流最大，即流過功率器件上的電流也最大，此時(shí)負(fù)載電路中C2不起任何作用：既不能起到負(fù)載匹配的目的，也不能調(diào)功。在諧振點(diǎn)ω2，進(jìn)入綜合并聯(lián)諧振狀態(tài)，此時(shí)總阻抗最大，即流過主電路的功率開關(guān)管上電流最小，從而降低了功率器件選擇要求[2,11]。所以在應(yīng)用時(shí)，電路選擇工作在綜合并聯(lián)諧振狀態(tài)，此時(shí)輸出的有功功率為

電路工作在綜合并聯(lián)諧振狀態(tài)時(shí)，當(dāng) C1，C2電容值成比例增大（并聯(lián)電容）時(shí)，綜合并聯(lián)諧振頻率ω2減小，Q減小，負(fù)載有功功率增大；當(dāng) C2不變，C1電容值變?。ù?lián)電容）時(shí)，ω2增大，Q減小，負(fù)載有功功率變大；當(dāng)C1，C2的并聯(lián)等效電容值不變，即保證ω2不變時(shí)，C1/C2＜1時(shí)，Q變小，負(fù)載有功功率增大；C1/C2＞1時(shí)，Q變大，負(fù)載有功功率減小，這樣可以靈活的通過改變電容C1、C2的參數(shù)，實(shí)現(xiàn)不同功率的輸出。

當(dāng)C1/C2=1時(shí)輸出電流有效值Id與負(fù)載線圈支路上的電流有效值I1在單位開關(guān)頻率下（ω2/ ω）的關(guān)系曲線如圖5所示。

圖5 單位化ω下的I1和Id電流波形Fig.5 Current waveforms of I1，Id versus normalize

從圖5中可看出，當(dāng)功率器件的開關(guān)頻率低于綜合并聯(lián)諧振頻率ω2時(shí)，I1逐漸降低，而輸出電流Id逐漸上升，即輸出有功功率降低，功率器件的耐流水平卻要提高，這更進(jìn)一步說明電路工作的容性狀態(tài)的實(shí)用性。當(dāng)功率器件的開關(guān)頻率高于綜合并聯(lián)諧振頻率ω2一定范圍時(shí)，I1和 Id都隨開關(guān)頻率的升高而升高，而且負(fù)載線圈支路的電流上升率高于輸出電流的上升率，從而降低了功率器件選擇要求，同時(shí)輸出的功率大。當(dāng)功率器件的開關(guān)頻率很高時(shí)，I1和 Id都降低，所以逆變器的最大容性范圍定義在此轉(zhuǎn)折點(diǎn)。

同一綜合并聯(lián)諧振頻率下，負(fù)載線圈支路上的電流有效值I1隨C1/C2的參數(shù)變化的波形如圖6所示。

圖6 I1隨C1/C2比值變化的曲線Fig.6 The curves of I1 under difference C1/C2

從圖 6中可看出，ω2= ω2時(shí)，隨著 C1/C2比值的減小，負(fù)載線圈槽路的電流I1增加，從而輸出的有功功率增加，與理論分析相符；但當(dāng)ω＞ω2時(shí)，即逆變電路小容性工作時(shí)，隨著C1/C2比值的增加，最大容性范圍的轉(zhuǎn)折點(diǎn)卻在增大，最大的負(fù)載槽路電流也在增大，所以在進(jìn)行負(fù)載匹配時(shí)，一般選取C1/C2＞1。從另一個(gè)角度看，即負(fù)載固有的兩種諧振狀態(tài)ω1、ω2差距越大，系統(tǒng)的容性可選擇范圍越大，有利于輸出最大有功功率。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)上述分析，在原有400kW/400kHz高頻電流型諧振逆變器電路拓?fù)渖霞右愿倪M(jìn)，取容性角為φ=5°，每個(gè)橋臂上并聯(lián)的單MOS管上串聯(lián)一個(gè)電感為100nH，柵漏極并聯(lián)電容為33nF。根據(jù)負(fù)載參數(shù)的變化規(guī)律，確定負(fù)載槽路的主要參數(shù)：負(fù)載線圈 L1=0.39μH，R=0.2Ω；串聯(lián)電容 C1=1.32μF，綜合并聯(lián)電容為 C2=0.64μF。改進(jìn)電流型諧振逆變器上下兩橋臂功率MOS管上的電壓波形如圖7所示，功率 MOS管上的電流波形即輸出電流和負(fù)載線圈上槽路上的電流波形如圖8所示。

圖7 上下兩橋臂MOS管上的電壓波形Fig.7 The Voltage waveforms of the two relatively brige

從圖 7中可以看出：在取φ=5°時(shí)，上下兩橋臂功率MOS管重疊時(shí)間約為70ns, 保證了器件的可靠換流，防止電路開路。在電壓關(guān)斷時(shí)，有一個(gè)平階，是二極管承受的反壓，通過并聯(lián)柵漏極電容上電壓緩沖，從而抑制了關(guān)斷過電壓。

圖8 實(shí)測I1，Id波形Fig.8 The current waveforms of I1，Id in practice

圖8是C1/C2=2/1負(fù)載匹配時(shí)，功率MOS管上的電流和負(fù)載線圈上槽路上的電流波形，從中可以看出功率 MOS管上的電流有效值約是負(fù)載線圈上槽路上的電流有效值的1/10，說明此負(fù)載匹配有利于負(fù)載有功功率的輸出和降低選取MOS管要求。

5 結(jié)論

本文以電流型諧振逆變器為研究對象，通過分析現(xiàn)有逆變器的不足，提出了增加串聯(lián)小電感、柵漏極并聯(lián)小電容的改進(jìn)電流諧振逆變器，分析了其小容性的工作過程，使功率器件零電流開通、零電壓關(guān)斷，降低了二極管反向恢復(fù)電流，抑制了關(guān)斷過電壓。在此基礎(chǔ)上詳細(xì)推導(dǎo)了CLC負(fù)載槽路參數(shù)匹配方法，得出電路工作的最大容性范圍，同時(shí)選取C1/C2＞1的電容比例，有利于最大有功功率的輸出。最后在原來的高頻電流型諧振逆變器電路上加以改進(jìn)，根據(jù)負(fù)載匹配的方法，選定負(fù)載槽路參數(shù)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明理論分析的正確性，具有很好的實(shí)用價(jià)值。

[1]林渭勛. 現(xiàn)代電力電子電路[M]. 杭州: 浙江大學(xué)出版社, 2002.

[2]潘天明. 現(xiàn)代感應(yīng)加熱裝置[M]. 北京: 冶金工業(yè)出版社, 1996.

[3]Sch?nknecht A, De Doncker R W A A. Novel topology for parallel connectionof soft-switching high-power high-frequency inverters[J]. IEEE Transactions on Industry Application, 2003, 39(2)： 550-555.

[4]Branas C, Azcondo F J, Casanueva R. A generalized study of multiphase parallel resonant inverters for high-power applications[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems, 2008, 55(7)： 2128-2138.

[5]蔡慧, 趙榮祥, 陳輝明, 等. 倍頻 IGBT高頻感應(yīng)加熱電源的研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2006,26(2): 154-158.Cai Hui, Zhao Rongxiang, Chen Huiming, et al. Study on multiple-frequency IGBT high frequency[J].Proceedings of the CSEE, 2006, 26(2)： 154-158.

[6]李金剛, 鐘彥儒, 明正峰. 一種分析與設(shè)計(jì)電壓型感應(yīng)加熱電源負(fù)載匹配靜特性的新方法[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2006, 21(11): 101-105.Li Jingang, Zhong Yanru, Ming Zhengfeng. A new analysis and design method of load-matching static characteristics for voltage-Source induction heating[J].Transations of China Electrotechninal Society, 2006,21(11)： 101-104.

[7]Forsyth A J, Ward G A, Mollov S V. Extendedfundamental frequency analysis of the LCC resonant converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2003, 18(6)： 1286-1292.

[8]Lai Jihsheng, Zhang Junhong, Yu Huijie, et al. Source and load adaptive design for a high-power soft-switching inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(6)： 1667-1675.

[9]Isobe T, Usuki K, Arai N, et al. Variable frequency induction eeating. using magnetic energy recovery switch[C]. Proceedings fo the IEEE Annual Power Electronics Specialists Conference, 2008：2139-2145.

[10]Park Shihong, Jahns T M. Flexible dv/dt and di/dt control method for insulated gate power switches[C].Proceedings fo the IEEE Industry Applications Conference (Thirty-Sixth IAS Annual Meeting), 2003,39(33)： 657-664.

[11]劉教民, 李建文, 王震洲.電流型諧振逆變器負(fù)載調(diào)頻調(diào)功方案[J]. 電力電子技術(shù), 2010, 44(10): 81-83.Liu Jiaomin, Li Jianwen, Wang Zhenzhou. Changes load frequency adjustment output power of current source resonant inverter[J]. Power Electronics, 2010,44(10)： 81-83.