江政昕 李廣凱 王鴻雁 滕 松 侯耀飛

（華北電力大學(xué)電力系統(tǒng)保護(hù)與動(dòng)態(tài)安全監(jiān)控教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北 保定 071003）

隨著電網(wǎng)電壓等級(jí)和電網(wǎng)輸送功率的不斷提高，多電平換流器越來越倍受關(guān)注。常見的三電平、多電平電壓源換流器拓?fù)溆须娙蒹槲恍秃图?jí)聯(lián)H橋型。對(duì)于電容箝位型多電平電壓源換流器，隨著電平數(shù)的增加，所需的箝位二極管、電容數(shù)將明顯增加，這給換流器的設(shè)計(jì)和布局帶來了很大的難度。級(jí)聯(lián)H橋型拓?fù)鋵?duì)于有功傳輸?shù)膱?chǎng)合，其往往需要大量額外的獨(dú)立直流電源，從而增加了成本，降低了可靠性和可維護(hù)性。模塊化多電平換流器（MMC）具有的模塊化結(jié)構(gòu)和很大的靈活性，在不同的功率和電壓等級(jí)中均能方便地使用，可以應(yīng)用到HVDC輸電中。良好的直流側(cè)電流管理能力和故障恢復(fù)能力使其同樣能應(yīng)用于架空線路中。

美國 Trans Bay Cable工程是世界上第一個(gè)由Siemens公司采用模塊化多電平換流器（MMC）技術(shù)的電壓源換流器型直流輸電工程，該工程的輸電容量可達(dá) 400MW，電壓等級(jí)為±200kV。2008年 8月，國家電網(wǎng)公司開始開展柔性直流關(guān)鍵技術(shù)研究及示范工程（上海南匯風(fēng)電場(chǎng)）實(shí)施，該工程是我國首個(gè)采用模塊化多電平換流器直流輸電技術(shù)的工程，該工程容量為20MVA，電壓等級(jí)為±30kV。模塊化多電平變流器（MMC）具備級(jí)聯(lián)式變流器的特點(diǎn)，容易實(shí)現(xiàn)多電平數(shù)目和模塊式設(shè)計(jì)，并能實(shí)現(xiàn)直流側(cè)的背靠背連接，是一種十分適用于電壓源換流器的多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

1 模塊化多電平電壓源換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和基本工作原理

1.1 模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

模塊化多電平換流器（MMC）是由西門子公司首先提出的采用多個(gè)子模塊串聯(lián)的一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 1所示。每個(gè)子模塊由一個(gè)IGBT的半橋和一個(gè)直流儲(chǔ)能電容器組成。每個(gè)子模塊都是一個(gè)兩端器件，它可以同時(shí)在兩種電流方向的情況下進(jìn)行全模塊電壓和零模塊電壓之間的切換。相比二電平拓?fù)洌琈MC技術(shù)具有其明顯優(yōu)勢(shì)[1-3]：由于各子模塊不需要同時(shí)導(dǎo)通，降低了橋臂電壓變化率和電流變化率，使得開關(guān)器件承受的應(yīng)力大為下降，同時(shí)輸出電壓的各次諧波含有率和總電壓畸變率大大降低，從而可以減小甚至省去大容量的交流濾波器。其次，電抗器可以串聯(lián)在上、下橋臂之間，使得直流側(cè)短路時(shí)的故障電流上升率可以限制在很低的水平。最后，模塊化的設(shè)計(jì)也使得容量升級(jí)更為容易。

圖1 模塊化多電平換流器子模塊及主電路拓?fù)鋯蜗嗍疽鈭D

模塊化多電平換流器輸電MMC-HVDC比傳統(tǒng)的兩電平和三電平VSC-HVDC具有許多優(yōu)點(diǎn)，比如不需要采用體積龐大和笨重的濾波裝置[4-5]，但MMC-HVDC本身也存在缺陷，比如模塊化會(huì)使得電容電壓不平衡從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，詳細(xì)比較如表1所示。

表1 VSC-HVDC和MMC-HVDC的比較

1.2 模塊化多電平電壓源換流器的工作原理

1）MMC-HVDC的工作原理

由圖1可知，每個(gè)橋臂由一個(gè)電抗器和n個(gè)子模塊串聯(lián)而成。每個(gè)子模塊工作投入、切除、閉鎖3種開關(guān)狀態(tài)[6]。這樣，可以通過觸發(fā)來控制子模塊的輸出電壓。出于子模塊設(shè)計(jì)和制造的目的，各子模塊參數(shù)相同，且 6個(gè)橋臂電抗值也相等。MMC正常工作有兩個(gè)條件[7]：①直流電壓的維持，3個(gè)相單元中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)都相當(dāng)且不變；②三相交流電壓的輸出是通過對(duì)3個(gè)相單元上、下橋臂中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)進(jìn)行分配而實(shí)現(xiàn)對(duì)換流器輸出電壓的調(diào)節(jié)。

通過分析，直流側(cè)電壓 Udc在任何一個(gè)時(shí)刻都要由若干個(gè)子模塊的電容電壓 Ucu和電抗器 L來承擔(dān)。即

式中，Uai為a相第i個(gè)子模塊的輸出電壓，l為橋臂電抗器L的電抗值，ipa和ina分別為a相上、下橋臂的電流。

2）MMC-HVDC的穩(wěn)態(tài)特性

MMC-HVDC系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)模型如圖2所示。兩端MMC被簡(jiǎn)化成比例放大器；P1、Q1為左端換流器吸收的有功和無功功率；P2、Q2為右端換流器發(fā)出的有功和無功功率。在該系統(tǒng)中，換流器采用MMC，輸出的電壓諧波含量少，滿足入網(wǎng)要求，因此系統(tǒng)可以將濾波器省去。

圖2 MMC-HVDC系統(tǒng)等效電路圖

忽略諧波分量[8]，以整流側(cè)為例，換流器吸收的有功功率和感性無功功率分別為

式中，Us1為換流站公共聯(lián)接點(diǎn)（point of common coupling，PCC）母線線電壓；Uc1為換流器輸出電壓的線電壓基波分量；X1為換流電抗器的等效電抗；δ為換流器出口基波電壓與 PCC電壓的相角差，k為換流變壓器的變比。

由式（2）可知，有功功率的傳輸主要取決于Uc1相對(duì)于Us的移相角度δ，當(dāng)δ＜0時(shí)，MMC輸入有功功率，運(yùn)行于整流狀態(tài)；當(dāng) δ＞0時(shí)，MMC輸出有功功率，運(yùn)行于逆變狀態(tài)。因此，通過對(duì)δ角的調(diào)節(jié)就可以控制MMC-HVDC傳輸有功功率的大小和方向。無功功率的交換主要取決于MMC交流側(cè)輸出電壓的基波幅值Uc1。當(dāng)kUs1-Uc1cosδ＞0時(shí)，MMC吸收無功功率；當(dāng)kUs1-Uc1cosδ＜0時(shí)，MMC發(fā)出無功功率。因此，控制 Uc1的幅值，就可以控制MMC吸收或發(fā)出的無功功率。

由此可見，MMC不僅能提高功率因數(shù)，而且還能起到STATCOM的作用，動(dòng)態(tài)補(bǔ)償交流母線的無功功率，穩(wěn)定交流母線電壓。

2 電容電壓平衡控制和載波移相調(diào)制策略

2.1 電容電壓平衡

盡管 MMC-HVDC具有一系列優(yōu)點(diǎn)，但是它也有幾個(gè)需亟待解決的關(guān)鍵問題[9]，即子模塊電容參數(shù)的設(shè)計(jì)、子模塊電容的均壓等，這些問題妥善解決與否直接決定換流器輸出性能的優(yōu)劣。針對(duì)各子模塊電容電壓均衡問題，本文提出一種切實(shí)、可行的均壓策略[10]，有效確保了各子模塊電容電壓處在相同的等級(jí)范圍，各功率半導(dǎo)體器件承受相同的應(yīng)力。

1）平均控制

平均控制的作用是使得各相子模塊電容電壓的平均值跟蹤它的參考值，從而使能量均勻的分配到各子模塊中。其控制結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

圖3 a相上橋臂平均控制結(jié)構(gòu)圖

以11電平MMC進(jìn)行分析，上橋臂子模塊電容電壓的平均值 Ucpj和下橋臂子模塊電容電壓平均值Ucnj為

式中，Ucui（i=1，…，10）是各個(gè)子模塊的電容電壓，j代表三相。

換流器的各相單元結(jié)構(gòu)是對(duì)稱的，以a相為例，iza為流經(jīng)a相單元的環(huán)流，即

式中，ipa和ina分別為a相上、下橋臂的電流；izAref1和izAref2分別為環(huán)流iza上、下橋臂的參考值；UAref1和UAref2為上、下橋臂能量均分控制量；k1、k2為電壓回路PI控制器的比例積分參數(shù)；k3、k4為電流回路PI控制器的比例積分參數(shù)；Ucref為各子模塊電容電壓參考值。

2）平衡控制

平衡控制的作用是使橋臂上各子模塊的電容電壓跟蹤其參考值。其控制結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。

以a相來分析。

式中，Ubiref（i=1，…，20）為a相各子模塊電容電壓平衡控制調(diào)節(jié)量，Usmrefi（i=1，…，20）為 a相各子模塊電容電壓均衡控制量，Earef為換流器側(cè) a相參考調(diào)制波，Udc為直流電壓；k5為比例系數(shù)。

圖4 a相平衡控制結(jié)構(gòu)圖

2.2 多電平換流器調(diào)制策略技術(shù)

多電平換流器調(diào)制策略技術(shù)伴隨著拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的產(chǎn)生而形成，出現(xiàn)了大量的控制方法。一般有空間矢量脈寬調(diào)制策略（SVPWM）、載波層疊PWM調(diào)制策略和載波移相PWM調(diào)制策略等控制方法。它們都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)，具體如表2所示。

表2 多電平換流器調(diào)制策略的比較

載波移相PWM調(diào)制技術(shù)是一種適用于大功率電力開關(guān)變流器的優(yōu)秀調(diào)制策略，能夠在較低的器件開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)高等效開關(guān)頻率的效果，不但使SPWM技術(shù)應(yīng)用于特大功率場(chǎng)合成為可能，而且在提高裝置容量的同時(shí)，并能有效地減小輸出諧波[11-15]。

應(yīng)用于MMC的載波移相PWM調(diào)制策略的工作原理是指，對(duì)于每個(gè)橋臂中的N個(gè)子模塊，均采用較低開關(guān)頻率的SPWM，并具有相同的頻率調(diào)制比Kc和幅度調(diào)制比m，使它們對(duì)應(yīng)的三角載波依次移開1/N三角載波周期，即2π/N相位角，然后與同一條正弦調(diào)制波進(jìn)行比較，產(chǎn)生出N組PWM調(diào)制波信號(hào)，去分別驅(qū)動(dòng)N個(gè)子模塊單元，來決定它們是否投入或切除。將投入的各子模塊輸出電壓相疊加，從而得到MMC的橋臂PWM輸出電壓波形。

3 仿真分析

在PSCAD/EMTDC下搭建了11電平的MMCHVDC逆變側(cè)系統(tǒng)，該仿真系統(tǒng)中子模塊直流儲(chǔ)能使用電容器的模式，在這種模式下子模塊電壓波動(dòng)較大，這將導(dǎo)致MMC輸出的波形畸變，所以本文采用上述電容電壓平衡控制策略。該系統(tǒng)直流側(cè)采用穩(wěn)定的直流電壓源，系統(tǒng)的直流電壓Udc=±20kV，電平數(shù)為 11，因此各子模塊電容電壓的額定值為 4kV。橋臂串聯(lián)電感L=0.01H，子模塊電容為2.5mF。

圖5 a相上橋臂10個(gè)模塊的電容電壓

圖6 a相下橋臂10個(gè)模塊的電容電壓

圖7 a相上、下橋臂電流

圖8 子模塊1和子模塊11的電容電壓均衡控制量

圖5至圖8中是采用上述電容電壓平衡控制策略后所得出的波形圖，圖5和圖6是a相上下橋臂子模塊電容電壓的波形圖，首先給各個(gè)子模塊進(jìn)行預(yù)充電，每個(gè)子模塊的充電時(shí)間為 0.004s，在充電結(jié)束即 0.18s后，各子模塊電容電壓能夠穩(wěn)定在額定值附近，波動(dòng)范圍在允許的范圍之內(nèi)，并且由圖8可以看出，得出的電容電壓均衡控制量的波形也比較穩(wěn)定。通過以上分析，驗(yàn)證了改電容電壓平衡控制的正確性和可行性。

圖9 換流器輸出的三相相電壓

圖10 換流器輸出的三相電流

圖11 換流器直流側(cè)直流電流

圖12 系統(tǒng)的有功和無功功率

該系統(tǒng)采用載波移相PWM調(diào)制策略進(jìn)行仿真分析，由圖9至圖12分析可得，換流器交流側(cè)三相相電壓、電流和系統(tǒng)直流側(cè)直流電流的波形圖比較穩(wěn)定，系統(tǒng)的有功和無功功率在 0.18s后能基本上達(dá)到穩(wěn)定，驗(yàn)證了該調(diào)制策略的可行性。

4 結(jié)論

本文介紹了模塊化多電平換流器（MMC）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，并對(duì)MMC-HVDC的穩(wěn)態(tài)特性進(jìn)行了分析。針對(duì)MMC中電容電壓不平衡的問題，提出了一種切實(shí)有效的電容電壓平衡控制策略，保證了MMC-HVDC系統(tǒng)的良好、正常的運(yùn)行。系統(tǒng)采用載波移相PWM調(diào)制策略，并最后通過仿真驗(yàn)證了調(diào)制策略的合理性和可行性。

[1]Lenicar AizaMarquardt R.An innovative modular multilevel converter topology suitable for a wide power range[C]//Power Tech Conference Proceedings∶Vol 3.Bologna,Italy∶IEEE,2003.

[2]Franquelo L G,Rodriguez J,Leon J I,et al.The age of multilevel convecters arrives[J].IEEE Industrial Elcronics Magazine,2008,2(2)∶28-39.

[3]Li L,Czarkowski D,Yaguang L,et al.Multilevel selective hamonic elimination PWM technique in series-connected voltage inverters [J].IEEE Transactions on Industry Applications,2000,36(1)∶160-170.

[4]Bin Wu著,衛(wèi)三民,蘇位峰,宇文博譯.大功率變頻器及交流傳動(dòng)[M].2008,1.

[5]張皓,續(xù)明進(jìn),楊梅.高壓大功率交流變頻調(diào)速技術(shù)[J].機(jī)械工業(yè)出版社, 2006,8.

[6]GEMMELL B,DORN J,RETZM ANN D,etal.Prospects of mul-tilevel VSC technologies for power transmission//Proceedings of IEEE PES Transmission and Exposition,April 21-24,2008,Chicago,IL,USA∶16p.

[7]PEREZ M,RODRIGUEZ J,PONT J,etal.Power distribution in hybrid multilevel convectors with nearest level modulation// Proceedings of IEEE International Symposium on Industrial Electronics,June 4-7,2007,Vigo,Spain∶736-741.

[8]王姍姍,周孝信,湯廣福,等.交流電網(wǎng)強(qiáng)度對(duì)模塊化多電平換流器 HVDC運(yùn)行特性的影響[J].電網(wǎng)技術(shù),2011,35(2)∶17-24.

[9]丁冠軍,丁明,湯廣福,賀之淵,等.新型多電平VSC子模塊電容參數(shù)與均壓策略[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2009,29(30)∶1-6.

[10]M. Hagiwara,H. Akagi.PWM Control and Experiment of Modular Multilevel Converters[C].Proc. Power Electronics Specialists Conference,Rhodes, Greece,June 2008, pp. 154–161.

[11]Zhang Zhongchao,Boon-Teck Ooi.Multi-modular current source SPWM converter for SMES.IEEE Trans.on Power Electron ,Volume∶8,No.3, 1993.PP∶250-256.

[12]王長(zhǎng)永,金陶濤,張仲超.基于 CPS-SPWM 技術(shù)的電流源有源濾波器的研究[J].電力系統(tǒng)自動(dòng)化,2000,13(2)∶ 11-14.

[13]王長(zhǎng)永,金陶濤,張仲超.電流型組合變流器 CPS-SPWM技術(shù)的數(shù)學(xué)分析[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2000, 15(6)∶18-22.

[14]Wang Liqiao,Lin Ping,Li Jianlin,Zhang Zhongchao.Study on shunt active power filter based on cascade multilevel converters.Power Electronics Specialists Conference,2004.PESC 04.2004 IEEE 35th Annual,2004(5)∶3512-3516.

[15]S.R.Bowes. New sinusoidal pulse width modulated inverter[C].Proc. IEE Electric Power Applications.1991, 122(11)∶1279-1285.