程知群,朱雪芳,高俊君,徐勝軍
(杭州電子科技大學射頻電路與系統(tǒng)教育部重點實驗室, 杭州310018)
目前,無線通信設(shè)備正朝著低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的趨勢發(fā)展?;祛l器作為收發(fā)機中的關(guān)鍵模塊之一,對通信設(shè)備的上述性能產(chǎn)生直接的影響。隨著微電子工藝的發(fā)展, CMOS器件的柵長進一步縮小, MOS器件的過驅(qū)動電壓也進一步降低,這就為設(shè)計低壓低功耗的射頻電路提供了可能,但是依靠減小MOS器件的柵長降低工作電壓是有限的。因此,電路設(shè)計者把更多的注意力集中到電路拓撲結(jié)構(gòu)上,使設(shè)計具有低壓結(jié)構(gòu)的射頻電路成為了熱門課題。
傳統(tǒng)的Gilbert混頻器由跨導級、開關(guān)級、負載級堆疊組成,其結(jié)構(gòu)自下而上分別為跨導級、開關(guān)級、負載級[1]。這種結(jié)構(gòu)中,所有的直流電流都流經(jīng)跨導級、開關(guān)級和負載級,跨導級與開關(guān)級電路都需要一個開啟電壓(Von),負載級也會有一定的電壓降(VRL),因此,電源電壓的最小值Vdd,min=2Von+VRL。如果采用低電源電壓,這種結(jié)構(gòu)不能保證所有的管子都工作在飽和區(qū)。也就是說, Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求,需要對其做出改進,如:文獻[2-3]提出省去尾電流管來減小電源電壓,文獻[4-11]用折疊結(jié)構(gòu)代替堆疊結(jié)構(gòu)來解決上述問題。
文獻[8]給出了折疊結(jié)構(gòu)和堆疊結(jié)構(gòu)的比較,折疊結(jié)構(gòu)增加了兩個射頻中斷電路和一個耦合電容。這樣對直流通道來說,跨導級與開關(guān)級、負載級的直流電路分開,兩條支路相互獨立,互不影響。電源電壓只需提供相當于一個開啟電壓(Von)的值就能使跨導管與開關(guān)管都工作在各自的飽和區(qū),即電源電壓的最小值Vdd,min=Von+VRL。達到了低電源電壓的目的。但是,射頻中斷電路一般用LC諧振網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn),電感的使用增加了電路的版圖面積和噪聲。本文設(shè)計了一種新的折疊結(jié)構(gòu)混頻器,電路不使用具有大電感的LC諧振電路,工作于1.2 V電壓時,得到了低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的性能。
本文設(shè)計的折疊混頻器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示,M1~M4為跨導級, M5~M8為開關(guān)級, RL為負載電阻。RF輸入端接匹配網(wǎng)絡(luò), IF輸出端接源跟隨器作為輸出緩沖電路(bu ffer)。
圖1 交流耦合折疊混頻器拓撲結(jié)構(gòu)
該折疊混頻器電路的跨導級采用電流復用技術(shù)[12],由NMOS管(M1、M2)、PMOS管(M3、M4)和隔直電容Cd組成交流耦合互補跨導結(jié)構(gòu)??鐚Ъ壍妮敵龆?A、A′點)與開關(guān)管的源極相連??鐚Ъ壷苯咏佑陔娫措妷?,使得跨導管M1和M2的直流電流由兩部分組成,一部分來自M3和M4,另一部分來自開關(guān)管和負載電阻, 達到了低電源電壓的目的。由于流經(jīng)開關(guān)級與負載級的電流很小,這樣一方面使得開關(guān)管產(chǎn)生的閃爍噪聲減小,另一方面負載電阻RL值可以適當加大,從而提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益。所以該電路既滿足了低電壓的要求,又能保證混頻器在低電源電壓下有良好的性能。
圖2是幾種折疊混頻器跨導電路。圖2(a)在跨導級NMOS管M1漏端接負載電阻R, M1管的電流In在A點分流,一部分流經(jīng)開關(guān)管(Is),另一部分流經(jīng)負載電阻(Ir),但是這種跨導電路的缺點是射頻信號一部分通過負載電阻R泄露到交流地。為了減少射頻信號的損失,必須增加電阻R,這樣又會使節(jié)點A的直流電壓減小,在低電源電壓下,不能保證M1管工作在飽和區(qū)。為了解決這個問題,用有源負載替代負載電阻R,如圖2(b)。但是,這里的PMOS管僅僅增大了節(jié)點A與電源電壓之間的阻抗,如果把M1和M2的柵極連起來,形成CMOS反相器結(jié)構(gòu),那么M2在增加阻抗的同時還能跟M1共同放大射頻信號[12],如圖2(c),這樣就完全避免了射頻信號通過M2泄露到交流地。由圖可知, Is=In+Ip,總跨導gm=gmn+gmp(gmn是NMOS管的跨導, gmp是PMOS管的跨導),所以CMOS反相器有效地提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益。
圖2 折疊混頻器的跨導級幾種結(jié)構(gòu)
再來分析一下該結(jié)構(gòu)的直流工作狀況, M1和M2的柵極加相同偏置電壓Vrfdc,假設(shè)Vt為MOS管的閾值電壓, Vovn為M1的過驅(qū)動電壓, Vovp為M2的過驅(qū)動電壓,則有:Vovn=Vrfdc-Vt, Vovp=Vdd-Vrfdc-Vt,所以 電源電壓 最小值 Vdd,min=Vovn+Vovp+2Vt。在0.18 μm CMOS工藝中, Vt典型值為500 mV,因此用反相器作為跨導電路的混頻器只適用于1 V以上的電源電壓。為了使混頻器能滿足更低的電壓,在M1和M2之間增加隔直電容Cd, M1和M2管偏置分開,如圖2(d)。這種結(jié)構(gòu)稱為交流耦合互補跨導。假設(shè)Vrfdcn為M1的偏置電壓, Vrfdcp為M2的偏置電壓,則電源電壓的最小值Vdd,min=Vovn+Vovp+2Vt+Vrfdcp-Vrfdcn,可見,在Vrfdcn>Vrfdcp時, Vdd,min比常規(guī)反相器更小,適用于更低的工作電壓。
1.3.1 增益
假設(shè)本振信號LO為理想方波信號,則該混頻器(如圖1)的增益可表示為:gmn是M1和M2的跨導, gmp是M3和M4的跨導, R即負載電阻RL的值。因為開關(guān)管的漏極電流很小,所以負載電阻值可以適當增加,由式(1)知,混頻器的增益將隨之提高。值得注意的是,增大負載電阻值的同時必須保證節(jié)點A的直流電壓足夠使得M1和M2工作在飽和區(qū)。
1.3.2 噪聲系數(shù)
假設(shè)本振信號為理想方波信號,并考慮鏡像頻率的影響,噪聲系數(shù)的表達式[9]為
RS為源阻抗, RL為負載電阻值,系數(shù)γn對長溝道晶體管來說等于2/3,對于亞微米MOSFET, γn的值較大。由式(2)知,只要選擇合理的偏置電壓Vrfdcn、Vrfdcp和M1 ~M4的寬長比,噪聲系數(shù)隨著跨導的增加而減小。
1.3.3 線性度
如果節(jié)點A(見圖1)的電壓過高,開關(guān)管將會關(guān)斷。也就是說,如果M1和M3的電流很大, M1和M2的輸出端電壓也增大,這樣就會關(guān)斷開關(guān)管M7和M6或者M5和M8。開關(guān)管進入線性區(qū),影響混頻器的線性度,所以降低節(jié)點A的電壓,并讓開關(guān)管遠離線性區(qū)[9],即Vgs≈Vth,能提高混頻器的線性度。
該混頻器設(shè)計基于SMIC 0.18 μm標準CMOS工藝,用Advanced Design System軟件進行電路設(shè)計與仿真。電源電壓1.2 V;RF頻率為2.5 GHz,功率為-30 dbm;LO頻率為2.6 GHz,本振信號的電壓擺幅VLO=600 m Vpp。
圖3是三階交調(diào)點(IIP3)隨本振功率變化曲線,在本振功率為0 dBm時, IIP3達到最大值3.857 dBm。當本振功率大于或小于0 dBm時, IIP3都會急劇下降。圖4是噪聲系數(shù)(NF)和轉(zhuǎn)換增益(Conversion Gain)隨本振功率變化曲線,本振功率為-3 dBm時,噪聲系數(shù)達最小值4.982 dB,本振功率為-5 dBm時,轉(zhuǎn)換增益達到最大值11.23 dB??紤]到混頻器的整體性能,必須采取折衷,所以選擇本振功率為0 dBm,此時,噪聲系數(shù)為5.257 dB,轉(zhuǎn)換增益為9.787 dB。圖5是當本振功率為0 dBm時,噪聲系數(shù)隨輸出頻率變化曲線,噪聲系數(shù)隨著輸出頻率的增加不斷減小,在輸出頻率為100 MHz時,噪聲系數(shù)為5.257 dB。
圖3 IIP3隨本振功率變化曲線
圖4 NF與轉(zhuǎn)換增益隨本振功率變化曲線
圖5 NF隨輸出頻率變化曲線
圖6是該折疊混頻器的版圖,該版圖用Cadence Virtuoso Layout editor進行設(shè)計及優(yōu)化。 RF輸入端的匹配網(wǎng)絡(luò)與IF輸出端的buffer都集成在了片內(nèi),版圖面積556 μm×966 μm。
圖6 折疊混頻器版圖
表1是本文設(shè)計的折疊混頻器整體性能的仿真結(jié)果,并與其他發(fā)表的論文做了比較,可以看出該混頻器具有高線性度,低噪聲的優(yōu)點。
表1 混頻器性能總結(jié)與比較
本文采用交流耦合互補跨導級成功設(shè)計了一種適用于低電源電壓下工作的折疊混頻器。仿真結(jié)果表明,該混頻器具有高線性度、低噪聲的優(yōu)點。
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