程知群，朱雪芳，高俊君，徐勝軍

(杭州電子科技大學射頻電路與系統(tǒng)教育部重點實驗室， 杭州310018)

目前，無線通信設(shè)備正朝著低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的趨勢發(fā)展?；祛l器作為收發(fā)機中的關(guān)鍵模塊之一，對通信設(shè)備的上述性能產(chǎn)生直接的影響。隨著微電子工藝的發(fā)展， CMOS器件的柵長進一步縮小， MOS器件的過驅(qū)動電壓也進一步降低，這就為設(shè)計低壓低功耗的射頻電路提供了可能，但是依靠減小MOS器件的柵長降低工作電壓是有限的。因此，電路設(shè)計者把更多的注意力集中到電路拓撲結(jié)構(gòu)上，使設(shè)計具有低壓結(jié)構(gòu)的射頻電路成為了熱門課題。

傳統(tǒng)的Gilbert混頻器由跨導級、開關(guān)級、負載級堆疊組成，其結(jié)構(gòu)自下而上分別為跨導級、開關(guān)級、負載級[1]。這種結(jié)構(gòu)中，所有的直流電流都流經(jīng)跨導級、開關(guān)級和負載級，跨導級與開關(guān)級電路都需要一個開啟電壓(Von)，負載級也會有一定的電壓降(VRL)，因此，電源電壓的最小值Vdd，min=2Von+VRL。如果采用低電源電壓，這種結(jié)構(gòu)不能保證所有的管子都工作在飽和區(qū)。也就是說， Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求，需要對其做出改進，如：文獻[2-3]提出省去尾電流管來減小電源電壓，文獻[4-11]用折疊結(jié)構(gòu)代替堆疊結(jié)構(gòu)來解決上述問題。

文獻[8]給出了折疊結(jié)構(gòu)和堆疊結(jié)構(gòu)的比較，折疊結(jié)構(gòu)增加了兩個射頻中斷電路和一個耦合電容。這樣對直流通道來說，跨導級與開關(guān)級、負載級的直流電路分開，兩條支路相互獨立，互不影響。電源電壓只需提供相當于一個開啟電壓(Von)的值就能使跨導管與開關(guān)管都工作在各自的飽和區(qū)，即電源電壓的最小值Vdd，min=Von+VRL。達到了低電源電壓的目的。但是，射頻中斷電路一般用LC諧振網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)，電感的使用增加了電路的版圖面積和噪聲。本文設(shè)計了一種新的折疊結(jié)構(gòu)混頻器，電路不使用具有大電感的LC諧振電路，工作于1.2 V電壓時，得到了低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的性能。

1 電路設(shè)計與分析

1.1 電路拓撲結(jié)構(gòu)

本文設(shè)計的折疊混頻器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，M1～M4為跨導級， M5～M8為開關(guān)級， RL為負載電阻。RF輸入端接匹配網(wǎng)絡(luò)， IF輸出端接源跟隨器作為輸出緩沖電路(bu ffer)。

圖1 交流耦合折疊混頻器拓撲結(jié)構(gòu)

該折疊混頻器電路的跨導級采用電流復用技術(shù)[12]，由NMOS管(M1、M2)、PMOS管(M3、M4)和隔直電容Cd組成交流耦合互補跨導結(jié)構(gòu)?？鐚Ъ壍妮敵龆?A、A′點)與開關(guān)管的源極相連?？鐚Ъ壷苯咏佑陔娫措妷?，使得跨導管M1和M2的直流電流由兩部分組成，一部分來自M3和M4，另一部分來自開關(guān)管和負載電阻， 達到了低電源電壓的目的。由于流經(jīng)開關(guān)級與負載級的電流很小，這樣一方面使得開關(guān)管產(chǎn)生的閃爍噪聲減小，另一方面負載電阻RL值可以適當加大，從而提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益。所以該電路既滿足了低電壓的要求，又能保證混頻器在低電源電壓下有良好的性能。

1.2 跨導電路設(shè)計

圖2是幾種折疊混頻器跨導電路。圖2(a)在跨導級NMOS管M1漏端接負載電阻R， M1管的電流In在A點分流，一部分流經(jīng)開關(guān)管(Is)，另一部分流經(jīng)負載電阻(Ir)，但是這種跨導電路的缺點是射頻信號一部分通過負載電阻R泄露到交流地。為了減少射頻信號的損失，必須增加電阻R，這樣又會使節(jié)點A的直流電壓減小，在低電源電壓下，不能保證M1管工作在飽和區(qū)。為了解決這個問題，用有源負載替代負載電阻R，如圖2(b)。但是，這里的PMOS管僅僅增大了節(jié)點A與電源電壓之間的阻抗，如果把M1和M2的柵極連起來，形成CMOS反相器結(jié)構(gòu)，那么M2在增加阻抗的同時還能跟M1共同放大射頻信號[12]，如圖2(c)，這樣就完全避免了射頻信號通過M2泄露到交流地。由圖可知， Is=In+Ip，總跨導gm=gmn+gmp(gmn是NMOS管的跨導， gmp是PMOS管的跨導)，所以CMOS反相器有效地提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益。

圖2 折疊混頻器的跨導級幾種結(jié)構(gòu)

再來分析一下該結(jié)構(gòu)的直流工作狀況， M1和M2的柵極加相同偏置電壓Vrfdc，假設(shè)Vt為MOS管的閾值電壓， Vovn為M1的過驅(qū)動電壓， Vovp為M2的過驅(qū)動電壓，則有：Vovn=Vrfdc-Vt， Vovp=Vdd-Vrfdc-Vt，所以 電源電壓 最小值 Vdd，min=Vovn+Vovp+2Vt。在0.18 μm CMOS工藝中， Vt典型值為500 mV，因此用反相器作為跨導電路的混頻器只適用于1 V以上的電源電壓。為了使混頻器能滿足更低的電壓，在M1和M2之間增加隔直電容Cd， M1和M2管偏置分開，如圖2(d)。這種結(jié)構(gòu)稱為交流耦合互補跨導。假設(shè)Vrfdcn為M1的偏置電壓， Vrfdcp為M2的偏置電壓，則電源電壓的最小值Vdd，min=Vovn+Vovp+2Vt+Vrfdcp-Vrfdcn，可見，在Vrfdcn＞Vrfdcp時， Vdd，min比常規(guī)反相器更小，適用于更低的工作電壓。

1.3 性能分析

1.3.1 增益

假設(shè)本振信號LO為理想方波信號，則該混頻器(如圖1)的增益可表示為：gmn是M1和M2的跨導， gmp是M3和M4的跨導， R即負載電阻RL的值。因為開關(guān)管的漏極電流很小，所以負載電阻值可以適當增加，由式(1)知，混頻器的增益將隨之提高。值得注意的是，增大負載電阻值的同時必須保證節(jié)點A的直流電壓足夠使得M1和M2工作在飽和區(qū)。

1.3.2 噪聲系數(shù)

假設(shè)本振信號為理想方波信號，并考慮鏡像頻率的影響，噪聲系數(shù)的表達式[9]為

RS為源阻抗， RL為負載電阻值，系數(shù)γn對長溝道晶體管來說等于2/3，對于亞微米MOSFET， γn的值較大。由式(2)知，只要選擇合理的偏置電壓Vrfdcn、Vrfdcp和M1 ～M4的寬長比，噪聲系數(shù)隨著跨導的增加而減小。

1.3.3 線性度

如果節(jié)點A(見圖1)的電壓過高，開關(guān)管將會關(guān)斷。也就是說，如果M1和M3的電流很大， M1和M2的輸出端電壓也增大，這樣就會關(guān)斷開關(guān)管M7和M6或者M5和M8。開關(guān)管進入線性區(qū)，影響混頻器的線性度，所以降低節(jié)點A的電壓，并讓開關(guān)管遠離線性區(qū)[9]，即Vgs≈Vth，能提高混頻器的線性度。

2 電路仿真

該混頻器設(shè)計基于SMIC 0.18 μm標準CMOS工藝，用Advanced Design System軟件進行電路設(shè)計與仿真。電源電壓1.2 V；RF頻率為2.5 GHz，功率為-30 dbm；LO頻率為2.6 GHz，本振信號的電壓擺幅VLO=600 m Vpp。

圖3是三階交調(diào)點(IIP3)隨本振功率變化曲線，在本振功率為0 dBm時， IIP3達到最大值3.857 dBm。當本振功率大于或小于0 dBm時， IIP3都會急劇下降。圖4是噪聲系數(shù)(NF)和轉(zhuǎn)換增益(Conversion Gain)隨本振功率變化曲線，本振功率為-3 dBm時，噪聲系數(shù)達最小值4.982 dB，本振功率為-5 dBm時，轉(zhuǎn)換增益達到最大值11.23 dB?？紤]到混頻器的整體性能，必須采取折衷，所以選擇本振功率為0 dBm，此時，噪聲系數(shù)為5.257 dB，轉(zhuǎn)換增益為9.787 dB。圖5是當本振功率為0 dBm時，噪聲系數(shù)隨輸出頻率變化曲線，噪聲系數(shù)隨著輸出頻率的增加不斷減小，在輸出頻率為100 MHz時，噪聲系數(shù)為5.257 dB。

圖3 IIP3隨本振功率變化曲線

圖4 NF與轉(zhuǎn)換增益隨本振功率變化曲線

圖5 NF隨輸出頻率變化曲線

圖6是該折疊混頻器的版圖，該版圖用Cadence Virtuoso Layout editor進行設(shè)計及優(yōu)化。 RF輸入端的匹配網(wǎng)絡(luò)與IF輸出端的buffer都集成在了片內(nèi)，版圖面積556 μm×966 μm。

圖6 折疊混頻器版圖

表1是本文設(shè)計的折疊混頻器整體性能的仿真結(jié)果，并與其他發(fā)表的論文做了比較，可以看出該混頻器具有高線性度，低噪聲的優(yōu)點。

表1 混頻器性能總結(jié)與比較

3 總結(jié)

本文采用交流耦合互補跨導級成功設(shè)計了一種適用于低電源電壓下工作的折疊混頻器。仿真結(jié)果表明，該混頻器具有高線性度、低噪聲的優(yōu)點。

[ 1] Gilbert B.A Precise Four-Quadrant Multiplier with Sub-Nanosecond Response[ J].IEEE Journalof Solid-State Circuits， 1968， 3(12)：365-373.

[ 2]Lee T H， Samavati H， Rategh H R， et al.5-GHz CMOSWireless LANs[ J] .IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 2002， 50(1)：268-280.

[ 3]BakiR A， El-Gamal M N.RF CMOSFully-Integrated Heterodyne Front-End Receivers Design Technique for 5 GHz Applications[ M] .IEEE Proceedings of the International Symposium on Circuits and Systems， 2004， 1：960-963.

[ 4]H YWang， K FWei， Lin JS， et al.A 1.2V Low LO-Power 3-5GHz Broadband CMOSFolded-Switching Mixer for UWB Receiver[ M].IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，2008， 621-624.

[ 5] Krcmar M， Spiegel S， Ellingeer F， etal.A Broadband Folded Gilbert-Cell CMOSMixer[ M] .2007 14th IEEE International Conference on Electronics Circuits and Systems， 2007， 820-824.

[ 6]Reja M M， Moez K， Filanovsky I， et al.A Novel 0.6V CMOS Folded Gilbert-cell Mixer for UWB Applications[ M].IEEE International SOC Conference， 2008， 169-172.

[ 7]E P Hong， Y SHwang， H JYoo.Direct Conversion RF Front-End with a Low-Power Consumption Technique for 2.4 GHz ISM Band[ J] .IEEE， IET Microwaves， Antennas＆ Propagation，2008， 2(8)：898-903.

[ 8] 劉乾坤.超寬帶系統(tǒng)中CMOS直接下變頻混頻器的設(shè)計和研究[ D] .2007屆碩士研究生論文.

[ 9] Vidojkovic V， Tang JD， Leeuwenburgh A， et al， A Low-Voltage Folded-Switching Mixer in 0.18-μm CMOS[ J] .IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2005， 40(6)：1259-1264.

[ 10] Krcmar M， Subramanian V， Deen M J， et al.High Gain Low Noise Folded CMOSMixer[ M] .1stEuropeanWireless Technology Conference， 2008， 13-16.

[ 11] Chen CH， Chianq P Y， Jou C F.A Low Voltage Mixerwith Improved Noise Figure[ J] .IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2009， 19(2)：92-94.

[ 12] Karanicolas A.A 2.7-V 900-MHz CMOS LNA and Mixer[ J].IEEE Journal of Solid-State Circuits， 1996， 31(12)：1939-1944.