孫博韜，張萬榮，謝紅云，陳 亮，沈 珮，黃毅文，尤云霞，王任卿

(北京工業(yè)大學(xué)電子信息與控制工程學(xué)院， 北京100124)

低噪聲放大器作為接收機(jī)的第一級，其增益、噪聲系數(shù)等性能對整個系統(tǒng)功能的實(shí)現(xiàn)起著決定性作用。寬帶低噪聲放大器要求在很寬的頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，提供必要增益并引入盡可能小的噪聲。目前常用的寬帶低噪聲放大器結(jié)構(gòu)有電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)[1-2]、帶通濾波結(jié)構(gòu)[3]、分布式結(jié)構(gòu)等[4-5]。但是無論采用上述任何一種結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器都需反復(fù)協(xié)調(diào)電路參數(shù)，在阻抗匹配和噪聲匹配之間進(jìn)行折衷，給設(shè)計(jì)帶來了難度。因此，提出一種能將阻抗匹配與噪聲匹配分離，在調(diào)節(jié)阻抗匹配的同時不影響電路的噪聲系數(shù)的匹配，對降低設(shè)計(jì)復(fù)雜度、縮短設(shè)計(jì)周期、降低設(shè)計(jì)成本具有重要意義。

本文基于廣泛應(yīng)用于通信領(lǐng)域的SiGe HBT晶體管，提出了一種采用噪聲抵消技術(shù)的寬帶低噪聲放大器的設(shè)計(jì)方法。該方法在滿足寬帶輸入阻抗匹配的同時，將匹配網(wǎng)絡(luò)引入的噪聲在輸出端消除。應(yīng)用Jazz 0.35 μm SiGe BiCMOS工藝，設(shè)計(jì)出了一款滿足TD-SCDMA、WCDMA、CDMA2000等協(xié)議的0.8-2.4 GHz的寬帶低噪聲放大器。仿真結(jié)果表明，該電路在頻帶范圍內(nèi)具有較高的增益、較低的噪聲和良好的端口匹配。

1 噪聲抵消技術(shù)原理

1.1 SiGe HBT的噪聲模型

SiGe HBT具有優(yōu)良的頻率特性、增益特性和噪聲特性[6]，并能與成熟的Si平面工藝兼容，使之具有低的成本和高的集成度[7]，因此非常適用作LNA的有源器件。高頻時SiGe HBT的主要噪聲源有以下幾種：基極電流散粒噪聲源、集電極電流散粒噪聲源以及基極電阻熱噪聲源[8]。其噪聲等效電路如圖1所示[9]。它們是由獨(dú)立的物理機(jī)制引起，所以各噪聲源相互獨(dú)立，均方值各為

圖1 異質(zhì)結(jié)晶體管的噪聲等效電路

分別考慮幾個噪聲源獨(dú)立的影響，再根據(jù)電路疊加定理可得流入集電極的總噪聲電流和流出發(fā)射極的總噪聲電流，其值如下

一般rπ?1/gm，此時可認(rèn)為，且兩者完全相關(guān)，這為實(shí)現(xiàn)噪聲抵消提供了條件。

1.2 噪聲抵消原理及分析

噪聲抵消的目的是通過使輸入匹配器件引入的噪聲在輸出端得到抵消而實(shí)現(xiàn)阻抗匹配和噪聲匹配的去耦[10]。本文提出一種包括兩條支路的噪聲抵消結(jié)構(gòu)，如圖2 所示?？鐚?dǎo)放大器Gm3為此結(jié)構(gòu)的主要放大器件，通過在其前端串聯(lián)一個共基極晶體管實(shí)現(xiàn)寬帶輸入匹配。合理選取并聯(lián)支路Gm2的增益，可使匹配晶體管Q1引入的噪聲在Z點(diǎn)消除。

圖2 噪聲抵消原理

此結(jié)構(gòu)的輸入阻抗由共基極晶體管的輸入阻抗Zin1與跨導(dǎo)放大器的輸入阻抗Zin2并聯(lián)得到。通過改變晶體管Q1的偏置調(diào)整Zin1，可滿足Zin1∥Zin2=RS，實(shí)現(xiàn)輸入匹配。由于可認(rèn)為發(fā)射極和集電極噪聲電流大小相等，且完全相關(guān)，可將共基極晶體管看成是一個無噪聲晶體管Q1與噪聲源的并聯(lián)。設(shè)ZX、ZY分別為從共基極結(jié)構(gòu)的輸入端、輸出端向外看的阻抗。則噪聲電流源在X點(diǎn)產(chǎn)生的噪聲電壓為

在Y點(diǎn)產(chǎn)生的噪聲電壓為

兩點(diǎn)的噪聲電壓經(jīng)過兩路跨導(dǎo)放大器放大，在輸出端得到的噪聲電流為

可見，當(dāng)滿足ZXgm2=ZYgm3條件時，輸入匹配晶體管Q1引入的噪聲可在輸出端消除。此時噪聲抵消條件中不含晶體管Q1的參數(shù)，即調(diào)節(jié)Q1管的偏置實(shí)現(xiàn)輸入匹配的過程不影響整個電路的噪聲性能，因此實(shí)現(xiàn)了阻抗匹配與噪聲匹配的去耦。同時，因?yàn)閮陕返男盘栯娏鞯南辔幌嗤?，增益得到了提高?/p>

2 電路設(shè)計(jì)與仿真驗(yàn)證

2.1 電路結(jié)構(gòu)

我們采用捷智Jazz 0.35 μm SiGe異質(zhì)結(jié)(HBT)工藝庫的器件進(jìn)行低噪聲放大器的設(shè)計(jì)。電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。采用Q3和Q4組成的cascode結(jié)構(gòu)作為放大器的主要部分，以減小共射晶體管的密勒效應(yīng)，展寬放大器帶寬[11]。晶體管Q6和Q3組成的電流鏡結(jié)構(gòu)為Q3提供直流偏置，通過改變電阻Rb1使晶體管工作在放大狀態(tài)。輸入匹配由共基極連接的晶體管Q1實(shí)現(xiàn)。Q7集電極電阻Rb1的大小可以改變其輸入阻抗以實(shí)現(xiàn)寬帶匹配。并聯(lián)于輸入端的共射極連接的晶體管Q2與其鏡像偏置電路組成了圖2中的跨導(dǎo)放大器Gm2。調(diào)整Rb2的阻值改變Q2偏置點(diǎn)可以改變跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)，使Q1引入的噪聲在Z點(diǎn)消除。片外電感L1的作用是平衡Q1管的輸入電容，并為Q1的發(fā)射極電流提供直流通路。L2則是為了補(bǔ)償高頻增益的衰減。C1和L3組成了電路的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖3 寬帶噪聲抵消LNA電路結(jié)構(gòu)

圖4 帶內(nèi)S11(a)和NF(b)的平均值與Q1、Q2 集電極電流 的關(guān)系

圖4分別給出了Q1、Q2處于不同偏置下時，頻帶內(nèi)S11(a)和NF(b)的平均值?？梢钥闯?，隨著Q2集電極電流的變化， S11的值保持在一個相對穩(wěn)定的范圍內(nèi)(對寄生電容的變化會改變其與L1的諧振點(diǎn)，影響較小)， NF則有很大的變化。而隨著Q1集電極電流的變化， NF基本保持恒定， S11則變化較大。這說明，調(diào)節(jié)Q1的偏置可實(shí)現(xiàn)阻抗匹配而對噪聲系數(shù)有較小的影響，調(diào)節(jié)Q2的偏置可取得最小噪聲而對輸入阻抗匹配有較小的影響。即，實(shí)現(xiàn)了阻抗匹配和最小噪聲的去耦。兼顧增益、電壓擺幅等因素，最終選取L1=700 nH， L2=3.2 nH， RL1=380 Ω， RL2=85 Ω， Q1、Q2、Q3的集電極電流分別為1.7 mA、11 mA和2 mA。

2.2 仿真結(jié)果及分析

圖5給出了整個帶寬內(nèi)LNA噪聲系數(shù)NF和正向增益S21與未加噪聲抵消結(jié)構(gòu)時的對比。仿真結(jié)果顯示，整個帶寬內(nèi)噪聲系數(shù)小于3.25 dB，噪聲特性良好，相比未加噪聲抵消結(jié)構(gòu)前有明顯的改善(大于7 dB)。同時，與未加噪聲抵消結(jié)構(gòu)相比， S21提高了6 dB，達(dá)到17 dB左右。這是因?yàn)?，?dāng)滿足噪聲抵消條件時，兩條支路的總增益

圖5 NF(a)和S21(b)與未加噪聲抵消結(jié)構(gòu)的對比

其中ZL為從Q4輸出端向輸出匹配網(wǎng)絡(luò)看的等效阻抗。相比Q2管關(guān)斷時增益提高了一倍(約6 dB)。

圖6給出了放大器S11、S22和S12的仿真結(jié)果。整個頻段范圍內(nèi)S11小于-17 dB， S22小于-12.5 dB，實(shí)現(xiàn)了良好的輸入輸出匹配。S12小于-50 dB顯示了電路具有極佳的反向隔離特性。此外，放大器輸出端穩(wěn)定因子Mu_l在整個頻帶內(nèi)均大于4，表明了放大器在整個帶寬內(nèi)無條件穩(wěn)定。這是因?yàn)榉糯笃鞑话答伨W(wǎng)絡(luò)，不存在因反饋導(dǎo)致的不穩(wěn)定問題[12]。

圖6 低噪聲放大器S11、S22和S12隨頻率變化曲線

3 結(jié)論

本文提出了一種基于噪聲抵消技術(shù)的寬帶SiGe HBT低噪聲放大器的設(shè)計(jì)方法，并利用該方法設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于0.8-2.4 GHz的寬帶低噪聲放大器。該電路包括并聯(lián)的兩條等增益支路，分別用于寬帶匹配和將匹配器件引入的噪聲抵消，實(shí)現(xiàn)了阻抗匹配和噪聲匹配的去耦。仿真結(jié)果顯示，頻帶內(nèi)，該結(jié)構(gòu)在不破壞端口匹配等性能的前提下顯著改善了增益特性和噪聲特性。放大器的優(yōu)越性能證明了該設(shè)計(jì)方法的可行性。

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