陸 野 ，韓竺秦，王 晶

（1.中鐵十四局 隧道處，南京 210000； 2.蘭州交通大學 機電技術研究所，蘭州 730070）

利用可再生能源風能，對于緩解能源匱乏具有非同尋常的意義。和常規(guī)風力發(fā)電系統(tǒng)相比，變速恒頻交流勵磁雙饋風力發(fā)電系統(tǒng)配置的變頻器在轉子回路，僅處理雙向流動的轉差功率，具有變頻器體積小、重量輕、成本低的特點，實現(xiàn)了機電系統(tǒng)的柔性連接。目前,通常采用雙脈寬調(diào)制（PWM）控制的交-直-交電壓型變頻器作為交流勵磁發(fā)電機的變頻勵磁電源，該變頻器由電網(wǎng)網(wǎng)側變換器和轉子側變換器所構成，因此也常稱為“背靠背”變換器或雙PWM變換器。

1 雙PWM變換器的工作原理

圖1為雙PWM變換器勵磁的交流勵磁發(fā)電機系統(tǒng)總體結構圖，雙PWM變換器由電網(wǎng)側變換器和轉子側變換器構成。兩個PWM變換器的電路拓撲結構完全相同，在轉子不同的能量流動方向狀態(tài)下，交替實現(xiàn)整流和逆變的功能。交流勵磁發(fā)電機運行于次同步狀態(tài)時，轉子繞組吸收轉差功率，電網(wǎng)側變換器工作于PWM整流狀態(tài)，轉子側變換器工作于PWM逆變狀態(tài)；發(fā)電機運行于超同步狀態(tài)時，部分轉差功率將由轉子繞組經(jīng)勵磁變頻器回饋電網(wǎng)，此時轉子側變換器工作于PWM整流狀態(tài)，電網(wǎng)側變換器則工作于PWM逆變狀態(tài)。

圖1 雙PWM變換器勵磁的交流勵磁發(fā)電系統(tǒng)總體結構圖

1.1 電網(wǎng)側變換器

設三相電路完全對稱，網(wǎng)側變換器輸入電抗器中的電感處于非飽和狀態(tài)，忽略電源內(nèi)阻，并認為開關元件是理想的，忽略死區(qū)時間效應及開關管管壓降的影響，開關頻率遠大于電網(wǎng)頻率，可忽略高次諧波的影響。電網(wǎng)電源電壓Eg、輸入電抗器的阻抗Rg+jωLg，網(wǎng)側變換器輸入端電壓Ug及流過電抗器的電流Ig共同決定網(wǎng)側變換器的工作狀態(tài)。

圖2為網(wǎng)側變換器交流側的等效電路圖。由于電路對稱，下面以單相穩(wěn)態(tài)運行情況為例進行分析。輸入電流的正方向規(guī)定如圖2。

圖2 網(wǎng)側變流器交流側等效電路

從等效電路可得：

由式（1）可得網(wǎng)側變換器單相穩(wěn)態(tài)運行向量圖，如圖3。圖3（a）表示網(wǎng)側變換器工作于整流狀態(tài)，能量從電網(wǎng)流入變頻器；圖3（b）表示網(wǎng)側變換器工作于逆變狀態(tài)，能量從變頻器回饋給電網(wǎng)。

圖3 網(wǎng)側變換器向量圖

由向量圖可知，調(diào)節(jié)網(wǎng)側變換器輸入電壓Ug的幅值和相位可以控制輸入電流Ig的大小以及與電網(wǎng)電壓的相位角，從而可使該變換器運行于不同的工作狀態(tài)。當網(wǎng)側變換器以單位功率因數(shù)運行時，輸入電網(wǎng)電流全為有功分量，恰當控制輸入電流的有功分量即可實現(xiàn)直流鏈電壓的穩(wěn)定控制。網(wǎng)側變換器從電網(wǎng)吸收的無功功率為零，電網(wǎng)電流的基波保持正弦并與電網(wǎng)電壓保持同相位或反相位，能量由電網(wǎng)輸入至網(wǎng)側變換器或由變換器回饋給電網(wǎng)，滿足交流勵磁發(fā)電機在轉速變化時轉子勵磁功率雙向流動的要求。網(wǎng)側變換器也可工作于非單位功率因數(shù)運行狀態(tài)，此時電網(wǎng)電流的基波與電網(wǎng)電壓具有一定的相位關系。因此，網(wǎng)側變換器具備一定的無功調(diào)節(jié)能力，可與交流勵磁發(fā)電機配合控制整個系統(tǒng)的無功輸出。由此可見，雙PWM變換器具有靈活的運行方式，功率雙向流動，輸入、出諧波電流小，功率因數(shù)可調(diào)，是交流勵磁發(fā)電機的理想勵磁電源。

1.2 電網(wǎng)側變換器的數(shù)學模型

為獲得有效的網(wǎng)側變換器控制算法，關鍵要建立準確的網(wǎng)側變換器數(shù)學模型。網(wǎng)側變換器的高頻數(shù)學模型基于變換器開關函數(shù)的定義，充分反映了網(wǎng)側變換器的開關細節(jié)和高頻工作機理，該模型引入開關函數(shù)的概念。假設Si(i=a、b、c）為第i相的開關函數(shù)，則可以將Si表示成：

用開關狀態(tài)描述的網(wǎng)側變換器主電路的簡化模型如圖4。

圖4 網(wǎng)側變換器主電路簡化電路圖

可以獲得三相靜止坐標系下網(wǎng)側變換器的數(shù)學模型：

由式（3）可知，網(wǎng)側變換器每一相輸入電流均由三相開關函數(shù)共同控制，因而網(wǎng)側變換器是一個強耦合的高階非線性系統(tǒng)。為簡化數(shù)學模型，可以采用一定的數(shù)學手段變換式（3）。假設d-q坐標系以同步速度旋轉且q軸超前于d軸，利用三相靜止坐標系到d-q同步旋轉坐標系的變換矩陣對式（3）進行變換，可以得到d-q同步旋轉坐標系下的網(wǎng)側變換器數(shù)學模型：

式（4）中，egd、egq分別為電網(wǎng)電壓的d、q軸分量；

igd、igq分別為電網(wǎng)電流的d、q軸分量；

ugd、ugq分別為網(wǎng)側變換器輸入控制電壓的d、q軸分量；

Sd、Sq分別為開關函數(shù)的d、q軸分量；

ω為d-q同步旋轉坐標系的旋轉角頻率，即電網(wǎng)的電角頻率。

1.3 電網(wǎng)側變換器矢量控制

式（4）為d-q同步坐標系下網(wǎng)側變換器的數(shù)學模型。如果將電網(wǎng)電壓綜合矢量定向在d軸上，則電網(wǎng)電壓在q軸上投影為0，可進一步簡化其數(shù)學模型。將檢測到的電網(wǎng)三相電壓經(jīng)過3/2坐標變換后可計算出電網(wǎng)電壓矢量的位置，即得到d軸的位置θe，此位置角即為坐標變換所需的同步角。dq坐標系下網(wǎng)側變換器輸入的有功功率和無功功率分別為：

式（5）中，Pg>0表示變換器工作于整流狀態(tài)，從電網(wǎng)吸收有功功率；Pg<0表示變換器工作于逆變狀態(tài)，這時有功功率從變換器返回電網(wǎng)。Qg>0表示變換器從電網(wǎng)吸收滯后無功電流；Qg<0表示變換器從電網(wǎng)吸收超前無功電流。d軸表示有功參考軸，而q軸表示無功參考軸，調(diào)節(jié)輸入電流在d、q軸的分量，就可以獨立地控制變換器輸入的有功功率和無功功率（功率因數(shù)）。由圖1的結構可知，當網(wǎng)側變換器的輸入功率大于轉子側變換器的輸出功率時，多余的功率會使直流側電容電壓升高；反之，電容電壓會降低。因此，網(wǎng)側變換器輸入的有功功率應能平衡轉子側變換器輸出的勵磁功率，以保持直流鏈電壓穩(wěn)定。由于變換器的d軸電流和它吸收的有功功率成正比，因此可控制直流側電容電壓，直流電壓調(diào)節(jié)器的輸出igd可作為電網(wǎng)電流的d軸分量給定，它反映了變換器輸入有功電流的大小。

網(wǎng)側變換器可采用雙閉環(huán)控制，外環(huán)為直流電壓控制環(huán)，主要作用是穩(wěn)定直流側電壓。內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，主要作用是跟蹤電壓外環(huán)輸出的有功電流指令以及設定的無功電流指令以實現(xiàn)快速的電流控制。網(wǎng)側變換器在d-q坐標系下的數(shù)學模型也可表示為，

由式（6）可知，d、q軸電流除受控制電壓ugd和ugq的影響外，還受耦合電壓ωLgigq、－ωLgigd以及電網(wǎng)電壓egd的影響。耦合電壓的存在以及電網(wǎng)電壓的擾動都不利于d、q軸電流的解耦控制。因此，除了對d、q軸電流進行閉環(huán)PI調(diào)節(jié)控制外，d、q軸控制電壓中還應加上交叉耦合電壓補償項和電網(wǎng)電壓補償項，這樣不但可實現(xiàn)d、q軸電流的獨立控制，而且還可提高系統(tǒng)的動態(tài)控制性能。最終的d、q軸控制電壓分量為：

式（7）中：Kp、τi分別為PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分時間常數(shù)。

圖5 網(wǎng)側變換器電壓、電流雙閉環(huán)系統(tǒng)框圖

圖5 為基于電網(wǎng)電壓定向的網(wǎng)側變換器電壓、電流雙閉環(huán)矢量控制系統(tǒng)框圖。直流環(huán)節(jié)給定電壓u*dc和反饋電壓udc比較后的誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)輸出i*gd，按系統(tǒng)無功要求可設定i*gq。將采樣得到的電網(wǎng)三相電流經(jīng)坐標變換后可得到d、q軸實際電流igd和igq。i*gd、i*gd分別與igd、igq比較后進入PI調(diào)節(jié)器，其輸出分別與交叉電壓解耦補償項以及電網(wǎng)電壓擾動前饋補償項egd相運算后得到變換器的d、q軸控制電壓ugd和ugq，ugd和ugq經(jīng)坐標變換后得到靜止坐標系下的三相控制電壓uga、ugb和經(jīng)PWM發(fā)生器產(chǎn)生相應驅動信號后控制電網(wǎng)側變換器。

2 仿真驗證

為了驗證以上理論分析,本文在MATLAB /SIMUL INK下進行了仿真研究。系統(tǒng)的仿真參數(shù)為：最大風能利用系數(shù)值Cpmax=0.46；齒輪傳動比N=7.8 N，額定功率Pn=2.2 kw；額定電壓Un=220 V；額定頻率f=50 Hz；電機極對數(shù)P=2；定子繞組電阻Rs=0. 432Ω；轉子繞組電阻Rr=0. 81Ω；定子繞組漏感Ls=2 mH；轉子繞組漏感Li=5.3 mH；互感Lm=62.3 mH；轉動慣量J=0.089 kg·m2。

圖6 輸入電壓與電流波形

圖7 網(wǎng)側輸出電壓與電流波形

圖6 和圖7為輸入電流與電壓和網(wǎng)側變換器交流側的電壓與電流仿真波形。從圖6中可以發(fā)現(xiàn)，網(wǎng)側變換器交流側的功率因數(shù)非常高（其絕對值接近于1），進線電流波形接近于正弦，其諧波含量較之傳統(tǒng)的交交變頻器小的很。同時，圖7中的輸出電流波形的諧波也非常小，這些都說明采用交直交雙PWM變換器作為雙饋感應發(fā)電機的轉子勵磁電源，其性能是傳統(tǒng)相控交交變頻器的勵磁電源所無法比擬的。

3 結束語

風力發(fā)電機單機容量的增大，在追蹤最大風能的運行中，必須實現(xiàn)變速恒頻發(fā)電，交流勵磁雙饋發(fā)電機是較好的選擇。雙饋發(fā)電機交流勵磁電源雙PWM方式的變頻器由于有優(yōu)良的輸入、輸出特性和能量雙向流動的能力，已成為具有實用價值的電源方案。