(中國科學(xué)院國家天文臺，北京 100012)

1 引 言

在無線通信系統(tǒng)中，由于信道衰落、多徑效應(yīng)和接收機熱噪聲等因素影響[1]，信號強度變化范圍較大，因而對接收機中的器件提出了更高精度和更大動態(tài)范圍的要求。對擴頻通信系統(tǒng)中的接收機而言，還存在著多用戶干擾，這些干擾信號將加劇信號的變化，增加信號的動態(tài)范圍。為了保證接收機輸出信號強度和信號質(zhì)量，需要對接收機功率進行自動增益控制(AGC)，使輸出信號穩(wěn)定在一個確定的線性動態(tài)范圍內(nèi)，這是一種提高接收機動態(tài)范圍的有效方法。AGC分為射頻(RF)端模擬控制和ADC前端數(shù)字控制兩種形式，前者以提取接收機收到的模擬信號作為控制參數(shù)，后者提取ADC后端的數(shù)字信號作為控制參數(shù)，經(jīng)過一定的算法處理得到實際的控制信號。對于擴頻信號系統(tǒng)，由于實際接收信號遠(yuǎn)低于噪聲信號，利用接收噪聲信號電平或者ADC采樣后的噪聲電平作為AGC控制參數(shù)無法確定接收信號是否滿足擴頻信號捕獲和跟蹤對信噪比的要求，因此需要以滿足最低捕獲門限要求的信號作為AGC控制信號的參考依據(jù)。本文設(shè)計出利用擴頻信號碼相關(guān)處理后的包絡(luò)信號作為AGC信號，可以有效防止信號捕獲過程中多普勒頻移引起的失鎖和誤捕，實現(xiàn)大動態(tài)范圍信號的自適應(yīng)控制，并在應(yīng)用電路里實現(xiàn)了基帶信號的數(shù)字AGC控制，具有較大的信號動態(tài)范圍和較好的捕獲和跟蹤能力。

2 基于基帶信號包絡(luò)功率的AGC控制設(shè)計

數(shù)字?jǐn)U頻基帶通常采用數(shù)字中頻進行帶通無混疊采樣。由于ADC的量化效應(yīng)，當(dāng)信號超過ADC的采樣最大電平時，輸出的波形將被限幅，ADC的動態(tài)范圍定義為量化最大和最小功率電平的比值，經(jīng)過計算得到ADC的動態(tài)范圍為6 dB/bit[2]。因此，ADC的動態(tài)范圍與它的量化位數(shù)有關(guān)，當(dāng)接收機射頻前端的動態(tài)范圍超過ADC的動態(tài)范圍，會造成信號中頻采樣的飽和失真，因此，通常需要得到AGC控制信號對射頻放大器輸入端進行增益控制，以滿足信號ADC的動態(tài)范圍需求。控制信號可以從后端的ADC輸出采樣信號提取，但這樣的控制信號存在一些問題，對于擴頻通信系統(tǒng)，由于實際接收信號遠(yuǎn)低于噪聲信號，無法直接獲得實際信號測量值。從ADC采樣后直接提取測量控制信號，對于數(shù)字基帶，本質(zhì)上和從模擬端采樣一樣，而且加入了量化噪聲。由于測量信號由信號加量化噪聲和熱噪聲再加多用戶干擾構(gòu)成，必然變化劇烈，窄帶濾波后平滑時間過長，有可能不能滿足對快衰落的跟蹤，會造成信號部分溢出。因此，我們設(shè)計測量信號從解擴后的基帶信號包絡(luò)中提取，這時的信號由信號加熱噪聲組成，同時解擴處理基本消除了其它用戶的擴頻干擾影響。此時信號基本上反映的是信道的變化?；鶐Оj(luò)檢測信號設(shè)計原理如圖1所示。

圖1 包絡(luò)檢測信號設(shè)計原理圖

利用匹配濾波器將本地碼和信號的偽碼進行同步，調(diào)整偽碼相位和本地頻率來實現(xiàn)信號的捕獲。輸入信號為中頻采樣，其數(shù)學(xué)表達(dá)式為

cos[ωIFt+φ(t)]+n(t)

(1)

式中，Ps為信號功率，C(t)為擴頻碼，D(t-τ)為數(shù)據(jù)流。本地載波發(fā)生器輸出兩路正交的本地載波和本地擴頻碼，調(diào)整本地擴頻碼相位和本地載波頻率來實現(xiàn)信號捕獲。假設(shè)本地擴頻碼與輸入信號擴頻碼的相位差是零，可以得到本地載波頻率的變化對積分器輸出的影響。

(2)

(3)

(4)

下限值可以用ADC采樣信號的門限值，也就是實現(xiàn)擴頻信號捕獲的門限值，通常設(shè)計最小包絡(luò)檢測值大于門限的20%左右[3]。

圖2 擴頻基帶I-Q支路信號包絡(luò)

3 擴頻接收基帶信號門限分析

擴頻接收基帶處理通常采用非相干延遲鎖相環(huán)對擴頻信號進行捕獲和跟蹤[4]，擴頻碼的同步捕獲一般都需要將其相關(guān)峰值跟一個門限值進行比較，從而判定擴頻碼是否同步，因此可以用這個門限值作為當(dāng)信噪比一定的條件下捕獲信號的最小功率值。對于單個數(shù)據(jù)樣本的門限值，如果A/D采樣率為fs,對每一個樣本的虛警概率為Pfas，那么，在沒有信號時，接收機產(chǎn)生一次虛警所需要的平均時間為

(5)

若假定噪聲的概率密度函數(shù)P(x)是高斯型，在基帶I、Q兩路的噪聲是統(tǒng)計獨立的條件下，包絡(luò)的概率密度為P(x)P(y)，總的概率密度為

(6)

虛警概率可表示為

(7)

式中，r1是門限值，假設(shè)虛警概率為條件已知，可求得門限值與中頻采樣噪聲方差的關(guān)系[5]：

r1=σ(-2ln(Pfas))1/2

(8)

式中，σ為噪聲方差，包括量化噪聲的大小。這里所求的門限值是單采樣值，通常基帶的解擴采用一個符號周期作為積分積累時間，對噪聲值進行不斷的積累，因此可以求得N個樣本數(shù)的門限值之和作為最終的判斷門限。因此，從門限值可以得出在輸入信號載噪比一定的條件下所輸入的最小信號功率。對于擴頻信號數(shù)字處理可以作為擴頻信號捕獲的門限值。當(dāng)?shù)陀陂T限值時，擴頻信號將無法完成捕獲和跟蹤，因此它是接收信號自動增益控制的參考門限。

4 仿真設(shè)計實驗驗證

從上述分析可以看出，利用擴頻基帶相關(guān)積分器輸出包絡(luò)信號已經(jīng)可以判斷捕獲信號的準(zhǔn)確性和信號跟蹤時跟蹤環(huán)路信號的穩(wěn)定性，用它作為數(shù)字衰減器的輸入控制信號，可以認(rèn)定控制信號的有效性和可行性。根據(jù)上述基帶數(shù)字AGC的控制原理,我們進行了試驗驗證，A/D選用ADI公司的8位AD9288，電壓的峰峰值可以達(dá)到500 mV，數(shù)字衰減器采用Peregine半導(dǎo)體的PE4302數(shù)字衰減器，PE4302是32 dB衰減6位可編程衰減器，利用基帶可以對芯片進行參數(shù)設(shè)置?；鶐?shù)字AGC控制原理框圖如圖3所示。

圖3 基帶數(shù)字AGC控制原理框圖

除了利用衰減器的30 dB左右的衰減，AD變換器還有30 dB左右的動態(tài)范圍，因此整個鏈路可以實現(xiàn)60 dB左右的動態(tài)范圍，能滿足信號動態(tài)范圍的要求。同時，由于鏈路的門限設(shè)計是以基帶信號處理后可以捕獲跟蹤信號為依據(jù)的，因此可以保證在大的輸入射頻信號的動態(tài)范圍快速完成基帶信號處理。

5 結(jié) 論

本文利用基帶信號包絡(luò)功率作為數(shù)字AGC自適應(yīng)控制信號，實現(xiàn)了擴頻接收機RF信號大動態(tài)范圍的信號控制。文中提出的基于擴頻信號包絡(luò)檢測信號和解調(diào)門限的設(shè)計方法，可以保證在大的輸入射頻信號的動態(tài)范圍基帶擴頻信號解調(diào)的有效性，克服了直接采樣信號后提取控制信號的隨意性。電路設(shè)計的實驗驗證了該方法可以實現(xiàn)較大的射頻信號動態(tài)范圍的控制。

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