趙俊梅 任一峰

（中北大學(xué)信息與通信工程學(xué)院，太原 030051）

1 引言

三相電壓型 PWM整流器因其具有網(wǎng)側(cè)電流正弦化、運(yùn)行于單位功率因數(shù)、能量雙向傳輸?shù)葍?yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于無功補(bǔ)償、有源濾波器、交流傳動(dòng)、高壓直流輸電及新能源的利用等領(lǐng)域。在PWM整流器的眾多控制算法中，直接功率控制采用瞬時(shí)功率控制，具有高功率因數(shù)、網(wǎng)側(cè)電流低諧波、算法及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點(diǎn)，因其人們的廣泛關(guān)注。但負(fù)載變化或存在擾動(dòng)時(shí)，會(huì)引起直流側(cè)電壓的波動(dòng)，傳統(tǒng)的PI控制很難有效抑制電壓的波動(dòng)。

中科院系統(tǒng)所韓京清研究院提出了一種對(duì)不確定系統(tǒng)有效實(shí)用的控制器——自抗擾控制器。它將系統(tǒng)的參數(shù)的變化歸結(jié)為系統(tǒng)的內(nèi)擾和外擾一起形成總擾動(dòng)。通過觀測補(bǔ)償?shù)霓k法解決，具有很強(qiáng)的魯棒性。其中擴(kuò)張狀態(tài)器可以對(duì)系統(tǒng)的總擾動(dòng)進(jìn)行觀測，它不必區(qū)分?jǐn)_動(dòng)的形式，對(duì)非線性、耦合等復(fù)雜形式的擾動(dòng)也可很好地觀測。

本文將自抗擾控制技術(shù)應(yīng)用在直接功率控制的PWM整流器中，采用ADRC進(jìn)行電壓外環(huán)控制，通過擴(kuò)張狀態(tài)器對(duì)負(fù)載的變化及時(shí)準(zhǔn)確地估計(jì)和補(bǔ)償，從而有效抑制負(fù)載變化帶來的影響。

2 PWM整流器的直接功率控制

整流器的直接功率控制系統(tǒng)是建立在瞬時(shí)值基礎(chǔ)上的三相電路瞬時(shí)無功功率理論。通過直接控制瞬時(shí)有功功率和無功功率，實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)、低諧波的控制。

整流器的直接功率控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，根據(jù)檢測到的電流 ia，ib，ic和電壓 ua，ub，uc，經(jīng)計(jì)算得到瞬時(shí)有功功率和無功功率的估算值p和q，與功率的給定值pref和qref比較后送入滯環(huán)比較器輸出sp和sq開關(guān)信號(hào)，pref由直流電壓外環(huán)設(shè)定，qref設(shè)定為0，以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。三相電壓 ua，ub，uc經(jīng)3/2得到兩相靜止坐標(biāo)系中的電壓uα和uβ，uα和uβ送入扇形比較器輸出θn信號(hào)。根據(jù)sp、sq和θn在開關(guān)表中選擇所需的sp、sq和sc去驅(qū)動(dòng)主電路開關(guān)。

圖1 整流器直接功率控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

整流器的直接功率控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，控制算法容易實(shí)現(xiàn)，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)有功功率和無功功率的精確控制。其缺點(diǎn)是要求較高的采樣頻率且開關(guān)頻率不固定，造成網(wǎng)側(cè)電流諧波含量隨機(jī)分布，給網(wǎng)側(cè)電流濾波帶來困難。另外當(dāng)直流側(cè)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，會(huì)造成直流側(cè)電壓波動(dòng)。

3 PWM整流器的自抗擾控制器的設(shè)計(jì)

3.1 自抗擾控制器原理

自抗擾控制器的典型結(jié)構(gòu)包括3部分：擴(kuò)張狀態(tài)觀測器、微分跟蹤器和非線性狀態(tài)誤差反饋控制率。微分跟蹤器 TD的作用是安排過渡過程并給出此過程的微分信號(hào)。擴(kuò)張狀態(tài)觀測器是自抗擾控制器的核心，擴(kuò)張狀態(tài)觀測器ESO對(duì)狀態(tài)變量的估計(jì)z1（t）、z2（t） 及 系統(tǒng)總擾動(dòng)的實(shí)時(shí)作用量的估 計(jì)z3（t） ，而反饋量 z3（t）/b0將起到補(bǔ)償這個(gè)“總擾動(dòng)”的作用。b0為b的估計(jì)值。非線性組合NLSEF實(shí)現(xiàn)對(duì)各階誤差信號(hào)的非線性加工組合。典型二階自抗擾控制器結(jié)構(gòu)如圖2虛線部分。

圖2 自抗擾控制器原理圖

許多實(shí)際被控對(duì)象的數(shù)學(xué)模型可以簡化為

式中，w（t）為系統(tǒng)總擾動(dòng)，它包括系統(tǒng)外擾和模型變化引起的內(nèi)擾；x為狀態(tài)，y為輸出；uCON為控制量；b為系數(shù)。通過采用ESO對(duì)總擾動(dòng)進(jìn)行觀測并給予補(bǔ)償，使系統(tǒng)變成積分串聯(lián)型系統(tǒng)，有

3.2 VO-DPC電壓自抗擾控制器設(shè)計(jì)

一般情況下自抗擾控制器采用非線性函數(shù)設(shè)計(jì)，能夠取得很好的控制效果，但計(jì)算復(fù)雜，并給調(diào)試增加了難度，所以采用線性函數(shù)來設(shè)計(jì)線性自抗擾控制器。

（1）跟蹤微分器的設(shè)計(jì)

式中，r為可調(diào)參數(shù)，r越大，跟蹤速度越快；udc1為安排的過渡過程；udc2為udc1的廣義導(dǎo)數(shù)。

（2）擴(kuò)張狀態(tài)觀測器的設(shè)計(jì)

對(duì) PWM整流器實(shí)際直流輸出電壓設(shè)計(jì)的二階線性ESO為

式中，udc為直流側(cè)輸出電壓；z1為電壓的狀態(tài)估計(jì)；z2為擾動(dòng) a（t）的估計(jì)值； β01、β02為兩個(gè)可調(diào)參數(shù)。

ESO對(duì)擾動(dòng)的估計(jì)準(zhǔn)確與否直接影響ADRC的控制效果，故ESO的參數(shù)整定非常關(guān)鍵，z2給出對(duì)未知擾動(dòng) a（t）的估計(jì)，影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和精度，而z1的值對(duì)系統(tǒng)的輸出也有較大影響，因?yàn)镻WM整流器的輸出電壓存在噪聲，z1起到對(duì)實(shí)際電壓進(jìn)行準(zhǔn)確狀態(tài)估計(jì)的作用。

（3）線性組合的設(shè)計(jì)

線性反饋結(jié)合ESO對(duì)耦合部分的觀測，就可以將直流電壓方程化為積分器串聯(lián)型的線性結(jié)構(gòu)，這樣便完成了直流電壓的自抗擾控制器的設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)的自抗擾控制器如圖3所示。

圖3 ADRC控制器結(jié)構(gòu)

4 仿真結(jié)果

根據(jù)整流器PI控制的直接功率控制和基于自抗擾的直接功率的基本原理，在Simulink環(huán)境下搭建其仿真模型，仿真參數(shù)設(shè)置如下：交流側(cè)電壓為110V，頻率為50Hz，電感為0.028mH，電阻為0.1Ω，直流側(cè)濾波電容為100uF,負(fù)載阻值為100Ω，直流電壓參考電壓輸入設(shè)定為300V。仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4為直流電壓輸出波形，輸出電壓快速，無超調(diào)的到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)，且穩(wěn)態(tài)誤差很小。

圖4 直流電壓輸出

圖5為交流側(cè)相電壓和電流波形，電壓和電流的波形重合，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)運(yùn)行。

圖5 交流側(cè)電壓電流輸出波形

為了驗(yàn)證所提方案的性能，筆者經(jīng)PI控制的直接功率控制和自抗擾的直接功率控制作了對(duì)比實(shí)驗(yàn)。其中圖6為參考電壓改變時(shí)輸出電壓的波形，在0.2s時(shí)，直流參考電壓改為400V，由圖6可見，ADRC控制比PI控制能更快地達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

為了驗(yàn)證系統(tǒng)對(duì)負(fù)載的魯棒性，將系統(tǒng)的負(fù)載電阻在t=0.4s時(shí)由100Ω變?yōu)?0Ω。圖7為直流電壓輸出波形，由圖7可見，文中所提方案具有更小的轉(zhuǎn)速降和更快的恢復(fù)時(shí)間。

圖6 參考電壓改變時(shí)直流電壓輸出

圖7 負(fù)載改變時(shí)直流電壓輸出

5 結(jié)論

作者針對(duì)電壓定向的直接功率控制的 PWM整流器，提出了一種基于自抗擾控制的電壓控制方案。仿真結(jié)果表明，該方法具有單位功率因數(shù)，低諧波、動(dòng)態(tài)性能好等優(yōu)點(diǎn)，而且驗(yàn)證了系統(tǒng)對(duì)負(fù)載的擾動(dòng)有明顯的抑制效果。

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