鐘宇明

（深圳職業(yè)技術學院機電學院，深圳 518055）

1 引言

我們所研制的3 kW光伏逆變器需要一個多路隔離輸出的輔助電源來給其內部電路供電。開關電源具有體積小、穩(wěn)壓范圍寬和便于實現(xiàn)多路輸出等優(yōu)點[1]，其中單端反激式開關電源更具有電路簡單、性能穩(wěn)定、適合小功率的特點，所以選擇它作為逆變器的輔助電源。反激式開關電源的工作原理可參考文獻[2]。本文主要介紹它的設計過程，以滿足光伏逆變器的需要。

2 輔助電源結構

圖1 光伏逆變器的結構框圖

光伏逆變器的結構框圖如圖1所示，輸入是低壓的光伏陣列，輸出接高壓的交流電網(wǎng)，具體工作原理可參閱文獻[3]，低壓和高壓側通過高頻變壓器實現(xiàn)電氣隔離，所以在設計輔助電源時也要考慮低、高壓的隔離問題。另外，此光伏逆變器所需輔助電源的輸出路數(shù)很多，所以設計了 2個基于電流型PWM脈寬控制芯片UC2845A的反激式開關電源，如圖2所示。

圖2 輔助電源結構框圖

3 開關電源1的設計

3.1 功率計算

輸入是光伏陣列：Vin=36～70 V。

輸出有以下幾路：

Vfan：+12 V/1.2 A，2個風扇的供電電源。

Vpos：提供采樣電路霍爾傳感器、運算放大器等的供電電源300 mA及控制芯片UC2845A的自饋供電電源50 mA。由于此路需加LM7815穩(wěn)壓芯片進一步穩(wěn)壓，有3 V壓降，所以設計為+18 V/350 mA。

Vneg：提供采樣電路霍爾傳感器、運算放大器等的供電電源。此路需加LM7915穩(wěn)壓芯片進一步穩(wěn)壓，所以設計為-18 V/300 mA。

Vdrv1、Vdrv2：均為+12 V/80 mA，分別提供全橋工頻換向電路的2個上橋臂開關管的電源。

Vdrv34：+12 V/160 mA，全橋工頻換向電路的2個下橋臂的公共電源。

其中，Vfan、Vpos、Vneg屬于低壓側，而Vdrv1、Vdrv2、Vdrv34屬于高壓側。

上述各路輸出總功率約為 30 W，效率按η=80%計算，則輸入功率約38 W。

3.2 變壓器磁芯計算[4]

開關電源設計在 DCM 模式，所需最小磁芯可以按照(1)式估算：

式中，Ae是磁芯截面積，Aw是窗口面積，Po是輸出功率，kp是系數(shù) 0.2，kw是磁芯窗口利用系數(shù)(取 0.4)，fs=150 kHz是開關頻率，△Bmax=0.18 T是磁通密度的最大變化量，Jmax是流過繞組的最大電流密度（取6×106A/m2）。

選擇 ER28磁芯，磁芯Ae=82.1 mm2,Aw=114 mm2, 可以滿足要求。

輸入繞組的匝數(shù)按照式(2)計算：

式中Vinmin=36 V是最小輸入電壓。UC2845A能輸出的最大占空比50%，所以最大占空比設計在Dmax=45%。

為便于輸出繞組的匝數(shù)計算，取Np=9匝。

輸入繞組的峰值電流為：

輸入繞組的電感按照式(4)計算：

磁芯所需氣隙長度可由式(5)求得：

式中μ0= 4π× 1 0-7H/m 是真空磁導率。

3.3 各輸出繞組及繞線

各輸出繞組的匝數(shù)按照式(6)計算：

式中Np是輸入繞組的匝數(shù)，Ns是輸出繞組的匝數(shù)，Vs是該輸出繞組對應的電壓，Vloss是輸出整流二極管上損失的電壓，取Vloss=1.3 V。

選用8＋8的骨架，即骨架每側8個引腳。考慮到低、高壓需隔離且要有足夠的距離，把Vin、Vfan、Vpos、Vneg這幾個低壓側的繞組放到骨架的一側（1～8引腳）；Vdrv1、Vdrv2、Vdrv34這幾個高壓側的繞組放到骨架的另一側(9～14引腳)，各繞組如圖3所示。

考慮到集膚效應，不能選用太粗的線[5]，所以各繞組都采用0.3 mm的漆包線，采用多根并繞的方式。

另外，繞制高壓側的三個繞組時，盡量繞在磁芯的中間位置，即離磁芯的上、下端部要有一定的距離，且在磁芯上、下端都纏上3.5 mm的膠帶（稱為端空膠帶），這樣可以保證與低壓側的繞組在開關電源變壓器內部有足夠的距離。

圖3 變壓器1的繞組圖

3.4 反饋及穩(wěn)壓電路

選取Vdrv34路作為電壓反饋，用精密基準芯片TL431及配合光藕PC817隔離，把該路電壓與TL431基準的誤差信號經(jīng)隔離后反饋到主控芯片，控制開關管MOSFET的開通與關斷，進行占空比的調節(jié)，從而使Vdrv34路在各種條件下（輸入電壓或負載變化時）都能穩(wěn)定在期望的+12 V。由于Vdrv1、Vdrv2路匝數(shù)與Vdrv34路完全相同，所以Vdrv1、Vdrv2路也能基本穩(wěn)在+12 V。Vpos、Vneg路作為采樣放大電路的電源，精度要求較高，需加穩(wěn)壓芯片 LM7815、LM7915進一步穩(wěn)壓。而Vfan路對精度要求不高，無需進一步穩(wěn)壓，但此路負載大，所以輸出需較大的電容，且加入一個10 μH/2 A的電感組成LC濾波，以降低紋波。

4 開關電源2的設計

開關電源2的設計過程與開關電源1基本相同，不同的地方主要在于：(1) 設計的輸入電壓范圍不同。(2) 反饋電路的方式不同。(3) 開關電源2的各路輸出都是低壓側的，所以不需要考慮隔離。

4.1 功率計算

輸入是光伏陣列：Vin=24～70 V。注意到最低啟動電壓為24 V，比開關電源1（36 V）低，這樣在較低輸入電壓下開關電源1不啟動，逆變器主電路不能工作，但開關電源2可以啟動，給DSP供電。

Vcc: 8 V/500 mA。8 V經(jīng)LM7805穩(wěn)壓芯片得到+5 V，提供串口、CAN總線通信電路的電源。5 V經(jīng)電源集成芯片產(chǎn)生3.3 V和1.8 V給DSP供電。

Vdrv5、Vdrv6：均為+12 V/160 mA，分別提供全橋逆變電路的2個上橋臂開關管的電源。因全橋逆變電路的電流大，每個開關管采用 2個MOSFET并聯(lián)均流的方式，所以驅動電流需160 mA。

Vdrv78：+12 V/370 mA，提供全橋逆變電路的2個下橋臂的開關管的公共電源320 mA及控制芯片UC2845A的自饋供電電源50 mA。

上述各路輸出總功率（加上了輸出整流二極管的管損耗）約為12 W，效率按80%計算，則輸入功率約15 W。

4.2 變壓器磁芯及輸出繞組計算

采用與變壓器1相同的計算方法，可以設計變壓器。磁芯選用 EFD20，Ae=31 mm2,Aw=50 mm2。算得輸入繞組電感L2=25.3 μH， 匝數(shù)Np2=13，氣隙長度0.3 mm。選用6+4的骨架，各繞組的匝數(shù)和繞線如圖4所示。不需要考慮隔離，繞制相對簡單。

圖4 變壓器2的繞組圖

4.3 反饋及穩(wěn)壓電路

選取Vdrv78路作為電壓反饋。由于Vdrv78路屬于低壓側，不需要經(jīng)PC817隔離，可以采用另一種反饋方式。該路反饋信號輸入到芯片UC2845A的反饋引腳，與芯片內部的基準比較，經(jīng)內部誤差放大器放大后，控制開關管MOSFET的開通與關斷，進行占空比的調節(jié)，從而使Vdrv78路在各種條件下（輸入電壓或負載變化時）都能穩(wěn)定在期望的+12 V。Vdrv5、Vdrv6路也能基本穩(wěn)在+12 V。Vcc路加LM7805穩(wěn)壓芯片后輸出穩(wěn)定的+5 V。

5 實驗結果

該輔助電源已用在研發(fā)的3 kW光伏逆變器中。當光伏陣列電壓隨光照變化時，輔助電源能保持穩(wěn)定的輸出。這里給出光伏逆變器工作在最大功率點－陣列電壓 48 V時輔助電源的實驗結果。圖5是開關電源1的相關波形，圖5(a)是開關管的漏源電壓Vds1。圖5(b)是反饋路Vdrv34路的輸出電壓Vdrv34及交流紋波Vdrv34_rip，主要是開關頻率150 kHz的紋波，峰峰值約200 mV。圖5(c)是Vfan路的輸出電壓Vfan及交流紋波Vfan_rip，紋波頻率約222 Hz，峰峰值約220 mV，是風扇轉動產(chǎn)生的低頻紋波。圖6是開關電源2的相關波形，圖 6(a)是開關管的漏源電壓Vds2。圖 6(b)是反饋路Vdrv78路的輸出電壓Vdrv78及交流紋波Vdrv78_rip，是開關頻率的紋波，峰峰值約200 mV。圖6(c)是Vcc路經(jīng)7805穩(wěn)壓后的輸出電壓+5 V及紋波+5V_rip，是開關頻率的紋波，峰峰值約 70 mV。

圖5 開關電源1的相關波形

圖6 開關電源2的相關波形

6 結束語

該光伏逆變器的輔助電源具有體積小、重量輕、紋波小、運行穩(wěn)定可靠等優(yōu)點，獲得了較好的實驗結果，證明了設計的正確性。

[1] 浣喜明, 姚為正. 電力電子技術[M]（第 2版）. 北京:高等教育出版社, 2004.

[2] 張占松, 蔡宣三. 開關電源的原理與設計[M]（修訂版）. 北京:電子工業(yè)出版社, 2004.

[3] 陳道煉. DC-AC逆變技術及其應用[M]. 北京:機械工業(yè)出版社, 2003.

[4] Marty Brown. 開關電源設計指南[M]. （第2版） 北京:機械工業(yè)出版社, 2004.

[5] 趙修科. 實用電源技術手冊[M]. 遼寧:遼寧科學技術出版社, 2002.