王俊炎 胡安 孫馳

（海軍工程大學(xué)電力電子技術(shù)研究所，武漢430033）

1 引言

由于NPC（中點(diǎn)箝位型）三電平逆變器非常適合于中高壓場(chǎng)合使用[1]而得到廣泛的關(guān)注。在實(shí)際應(yīng)用中，由于主電路布線和器件本身都不可避免的存在雜散電感，IGBT關(guān)斷或續(xù)流二極管反向恢復(fù)時(shí)，過(guò)高的電流變化率（di/dt）會(huì)在IGBT和二極管兩端產(chǎn)生電壓尖峰并引起震蕩，嚴(yán)重時(shí)會(huì)超出器件的安全工作區(qū)，從而可能造成功率管的損壞。為保證IGBT和二極管的安全工作，常常加裝吸收電路。

目前三電平逆變器吸收電路的研究成果主要是將兩電平吸收電路拓展到三電平電路中，例如，文獻(xiàn)[2]、[3]為 McMurry電路在中點(diǎn)箝位三電平逆變電路中的拓展，文獻(xiàn)[4]、[5]為 Undeland電路在多電平中的拓展。近年來(lái)對(duì)逆變器無(wú)源無(wú)損吸收電路的研究較熱[6]，但其增加了主電路拓?fù)涞膹?fù)雜程度，降低了系統(tǒng)的可靠性，中高電壓應(yīng)用場(chǎng)合往往仍舊采用簡(jiǎn)單的 RCD吸收電路。而3RCD形式吸收電路會(huì)導(dǎo)致三電平逆變器內(nèi)外管電壓的不平衡[7]，為了解決該問(wèn)題，文獻(xiàn)[8]提出了一種三電平逆變器最簡(jiǎn)單的吸收電路（圖 1）的負(fù)面效應(yīng)。經(jīng)筆者研究發(fā)現(xiàn)：采用該種吸收電路的二極管鉗位三電平主電路在實(shí)際工作時(shí)卻存在兩種該種吸收電路解決了3RCD形式二極管鉗位三電平主電路內(nèi)外管電壓不均的問(wèn)題，但卻沒(méi)有考慮到相應(yīng)危險(xiǎn)的短路路徑，從而會(huì)對(duì)功率器件安全運(yùn)行造成威脅，限制了其在實(shí)際工程中的應(yīng)用。本文詳細(xì)地分析了這兩種短路過(guò)流現(xiàn)象，并給出了相應(yīng)的理論分析和仿真結(jié)果；最后，建立了三電平半橋?qū)嶒?yàn)平臺(tái)進(jìn)行試驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖1 文獻(xiàn)[8]提出的吸收電路

2 逆變器工作過(guò)程分析

三電平逆變器工作時(shí)只存在 S1、S0和 S-1三種狀態(tài)，實(shí)際應(yīng)用中，由于IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程非理想，存在極短的延遲，為了防止電路工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)外管單獨(dú)承受整個(gè)直流母線電壓而損毀的情況發(fā)生，控制上在相鄰狀態(tài)轉(zhuǎn)換間會(huì)加入一定時(shí)間間隔，稱(chēng)為死區(qū)時(shí)間，如表 1所示。S1到 S0過(guò)程是先關(guān)斷 T1，T1完全關(guān)斷后再開(kāi)通 T3，S0到S-1過(guò)程是先關(guān)斷T2，T2完全關(guān)斷后再開(kāi)通T4，其他轉(zhuǎn)換過(guò)程類(lèi)似。假定負(fù)載電流在開(kāi)關(guān)狀態(tài)變換器件保持恒定。

表1 三電平逆變器各管開(kāi)關(guān)狀態(tài)

2.1 S1到S0的轉(zhuǎn)換

1) 1100→0100

假設(shè)關(guān)斷T1前電路的初始狀態(tài)T1、T2為通態(tài)，電流流經(jīng)T1和T2，CS1的電壓為0；主動(dòng)關(guān)斷T1后，經(jīng)IGBT關(guān)斷延遲時(shí)間，T1上的電流下降到0，此過(guò)程中，IS換流至CS1、DS1、T2回路，為CS1充電。該回路內(nèi)雜散電感產(chǎn)生的電壓以及DS1導(dǎo)通時(shí)的正向恢復(fù)電壓疊加，在T1上產(chǎn)生關(guān)斷電壓尖峰。

此后在 0100狀態(tài)下 IS為 CS1充電，為了簡(jiǎn)化分析，忽略充電回路電阻的影響，假設(shè)死區(qū)時(shí)間內(nèi) IS沒(méi)有變化，則負(fù)載電流則吸收電容CS1充電時(shí)間

2) 0100→0110

經(jīng)死區(qū)時(shí)間后開(kāi)通T3，實(shí)際應(yīng)用中，會(huì)出現(xiàn)在CS1未充滿(mǎn)電時(shí)T3管已經(jīng)導(dǎo)通的情況，這樣就存在圖2(a)所示的瞬時(shí)短路路徑。由于IGBT關(guān)斷速度很快（微秒級(jí)），此過(guò)程中CS1兩端du/dt很大，而且UPO電壓越高，短路電流會(huì)更大。

為了避免產(chǎn)生此過(guò)電流現(xiàn)象，需使CS1充電至UPO后開(kāi)通T3，則應(yīng)使死區(qū)時(shí)間實(shí)際應(yīng)用中，死區(qū)時(shí)間不宜設(shè)置過(guò)長(zhǎng)

2.2 S0到S-1的轉(zhuǎn)換

1) 0110→0010

關(guān)斷T2，關(guān)斷延遲過(guò)程中T2電流迅速下降，電壓上升，此時(shí) DF3因承受正向電壓而導(dǎo)通；當(dāng)T2完全關(guān)斷后，CS2開(kāi)始放電，直到電壓降為 0時(shí)，DF4導(dǎo)通，最終IS流經(jīng)DF3、DF4。

2) 0010→0011

由于IS經(jīng)DF3、DF4流過(guò)，T2關(guān)斷時(shí)開(kāi)通T4對(duì)電路沒(méi)有任何影響，電路完成換流轉(zhuǎn)換。

圖2 兩種短路電流換流路徑

IS未流經(jīng)T4，T4被動(dòng)續(xù)流開(kāi)通，對(duì)電路無(wú)影響。

1) 0010→0110

開(kāi)通 T2前，CS1電壓為 UPO，CS2電壓為 0，DC1電壓為 0，T2開(kāi)通后，DC1承受正向電壓而導(dǎo)通，CS2經(jīng)DC1及T2充電，由于CS2兩端du/dt很大，存在如圖2(b)所示的短路路徑，CS2參數(shù)不變情況下，短路電流的大小同樣由UON決定，最終CS1的電壓為UPO，CS2電壓為UON，電路完成狀態(tài)變換。

2.3 S0到S1的轉(zhuǎn)換

1) 0110→0100

關(guān)斷T3，由于電流從DC1，T2上流過(guò)，所以T3管關(guān)斷對(duì)電路沒(méi)有影響。

2) 0100→1100

開(kāi)通 T1，CS1由 T1回路放電，箝位二極管DC1因承受反向電壓由正向?qū)ㄞD(zhuǎn)換到反向截止?fàn)顟B(tài)，此過(guò)程中二極管反向恢復(fù)電流與雜散電感產(chǎn)生的過(guò)電壓，使T3管承受一個(gè)電壓尖峰。

圖3 短路電流的仿真結(jié)果

3 仿真分析

運(yùn)用仿真軟件 Saber對(duì)上述電路狀態(tài)轉(zhuǎn)換過(guò)程進(jìn)行分析。使用系統(tǒng)自帶功率器件模型，條件為 VPO=VON=500 V，CS1=CS2=1 μF，RS1=RS2=17 Ω，觀察仿真結(jié)果，得到圖3所示的仿真波形。

圖3(a)中，t=1.075 ms時(shí)開(kāi)通 T3(0100→0110)，可以看到開(kāi)通 T3時(shí)刻，電容 CS1電壓迅速上升，經(jīng)過(guò) CS1的電流產(chǎn)生一個(gè)峰值為238 A的瞬時(shí)電流尖峰，T2管同時(shí)也承受該瞬時(shí)短路電流。

圖3(b)中，t=1.17 ms時(shí)，開(kāi)通T2(0010→0110)，可以看到在 T2開(kāi)通時(shí)刻，短路電流同時(shí)在DC1、T2、T3、CS2上產(chǎn)生一個(gè)電流尖峰，吸收電容 CS2電壓迅速上升，流經(jīng) CS2的電流產(chǎn)生一個(gè)726 A的瞬時(shí)電流尖峰，T2管瞬時(shí)電流峰值達(dá)到了827 A。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 實(shí)驗(yàn)條件

使用infineon公司FZ1500R33HL3型IGBT模塊；DD1200S33K2C二極管模塊作為箝位二極管DC1、DC2；DD400S33KL2C二極管作為吸收二極管DS1、DS2；以及Busbar(疊層式母排)建立了單相三電平電路半橋測(cè)試平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。圖4為實(shí)驗(yàn)電路原理圖及平臺(tái)實(shí)物圖。

圖4 測(cè)試實(shí)驗(yàn)原理圖及平臺(tái)實(shí)物照片

電路其他相關(guān)參數(shù)如下：VPO=VON=800 V，CS1=CS2=1 μF，RS1=RS2=17 Ω。為證實(shí)存在短路電流，使用長(zhǎng)導(dǎo)線連接 C、N，加大負(fù)載電感值，將負(fù)載電流限制在 100 A以?xún)?nèi)。圖 5為施加在IGBT門(mén)極用于測(cè)試的雙脈沖信號(hào)原理圖，邏輯1對(duì)應(yīng)IGBT導(dǎo)通，邏輯0對(duì)應(yīng)IGBT關(guān)斷， T1、T2、T3依據(jù)其實(shí)際工作時(shí)開(kāi)關(guān)順序?qū)P(guān)斷，由于三電平電路的對(duì)稱(chēng)性，T4一直保持截止?fàn)顟B(tài)。在各管的開(kāi)通、關(guān)斷時(shí)刻可對(duì)三電平電路中各器件的特性進(jìn)行測(cè)試。

圖5 測(cè)試用驅(qū)動(dòng)脈沖原理圖

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

1) 流經(jīng)CS1的短路電流只在T3第一次開(kāi)通時(shí)出現(xiàn)，見(jiàn)圖6 (a)，這是由于T3開(kāi)通前T1開(kāi)通時(shí)間不同所導(dǎo)致的：t5時(shí)刻導(dǎo)通 T3，CS1兩端電壓已接近 0，見(jiàn)圖 6(b)，而 t11時(shí)刻導(dǎo)通 T3，CS1已恢復(fù)至母線電壓，見(jiàn)圖 6(a)?？梢钥吹皆赨P0=800 V時(shí)，瞬時(shí)電流已達(dá)到835 A，若繼續(xù)提高 UPO，此短路電流勢(shì)必超過(guò) IGBT可承受的最大電流，造成IGBT的毀壞。

圖6 第一種短路電流的測(cè)試波形圖

2) 流經(jīng)CS2的短路電流出現(xiàn)了兩次，t1時(shí)刻 的瞬時(shí)短路并不能說(shuō)明問(wèn)題，原因是t1時(shí)刻電路由0010轉(zhuǎn)換至0110狀態(tài)時(shí)，負(fù)載電流為0，電路并非由 S-1切換至 S0狀態(tài)，見(jiàn)圖 7(a)；而 t7時(shí)刻T2開(kāi)通而產(chǎn)生的短路電流與前述分析相吻合，見(jiàn)圖7(b)。VON=800 V時(shí)，短路電流達(dá)到了1220 A，已經(jīng)超過(guò)了 IGBT的額定工作電流。與第一種過(guò)電流原因不同，第二種過(guò)電流的短路路徑是該電中固有的，過(guò)電流尖峰在主電路每次由 S-1轉(zhuǎn)換至S0狀態(tài)時(shí)均會(huì)出現(xiàn)，嚴(yán)重威脅器件安全工作。

圖7 第二種短路電流的測(cè)試波形圖

5 結(jié)束語(yǔ)

不同于兩電平電路，二極管箝位型三電平電路在S1狀態(tài)向S0狀態(tài)轉(zhuǎn)換，S-1狀態(tài)向S0狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)，不是與T3、T1的續(xù)流二極管換流而是與箝位二極管DC2、DC1之間換流，這是該電路產(chǎn)生這兩種過(guò)電流現(xiàn)象的原因。由于存在這兩種過(guò)電流狀態(tài)，該電路并不適合高壓大功率逆變場(chǎng)合應(yīng)用。本文所分析并指出的兩種短路過(guò)電流現(xiàn)象對(duì)于設(shè)計(jì)、分析工程實(shí)用的 RCD型三電平吸收電路具有一定的借鑒作用。

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