楊仁增 王海欣 黃海宏

(合肥工業(yè)大學，安徽 合肥 230009)

0 引言

級聯(lián)多電平逆變器作為一種新型的高壓大功率逆變器，通過多電平階梯波輸出以逼近正弦電壓，在得到高質(zhì)量輸出波形的同時，具有開關(guān)頻率低，開關(guān)器件應力小，系統(tǒng)效率高等優(yōu)點。在級聯(lián)多電平逆變器的應用中，當電平數(shù)超過5，從簡化控制算法的角度，三角載波PWM法是一種較好的選擇[1]。三角載波移相PWM(Carrier Phase－Shift PWM，簡稱 CPS－PWM)技術(shù)能以較低的器件開關(guān)頻率實現(xiàn)較高的等效開關(guān)頻率，從而大幅度消除或抑制諧波。

CPS－PWM技術(shù)在實際應用中需要多個計數(shù)器和眾多路PWM輸出口，其硬件生成比較困難。目前通用的方法用DSP+FPGA或DSP+CPLD 產(chǎn)生多路 CPS－PWM 波形。[2－4]FPGA(CPLD)和 DSP 通過通訊中斷來配合工作，二者通訊時鐘不易同步，DSP傳輸給FPGA(CPLD)的數(shù)據(jù)容易丟失，很難統(tǒng)一各路CPS－PWM的時序。文獻[5]提出的基于中斷控制的離散自然采樣算法，解決了基于DSP的CPS－PWM信號生成的實時性問題，但各路PWM信號均由軟件實現(xiàn)，DSP負擔過重，信號生成程序采用匯編語言編程，可移植性差。

本文研制的基于TMS320F2812實現(xiàn)的多路移相PWM脈沖發(fā)生器，通過事件管理器硬件實現(xiàn)與CPU軟件實現(xiàn)相結(jié)合，基于2812的多任務(wù)中斷時序，可直接在2812的多個GPIO復用管腳輸出多路移相PWM信號，簡化了控制系統(tǒng)。并基于該PWM發(fā)生器，完成了級聯(lián)單相七電平逆變器的載波移相實驗。實驗證明該PWM發(fā)生器簡化了硬件電路的設(shè)計，為CPS－PWM技術(shù)的實用化提供了新的思路。

1 CPS-PWM調(diào)制原理

CPS－PWM調(diào)制技術(shù)的基本原理為:在逆變器單元數(shù)為N的電壓型PWM級聯(lián)多電平逆變器中，各逆變器單元采用共同的調(diào)制波信號，將各逆變器單元的三角載波的初始相位相互錯開三角載波周期 Tc的1/(2 N)。為提高輸出電平數(shù)，每個逆變器單元的輸出都是兩個初相位相差 Tc/2的三角載波與調(diào)制波相交產(chǎn)生的PWM信號的疊加，即每個單元的輸出為三電平信號。則 N個逆變單元構(gòu)成的級聯(lián)型變流器輸出電平數(shù)為2 N+1，采用CPS－PWM調(diào)制技術(shù)的 N單元級聯(lián)逆變器輸出信號電壓提高 N倍，呈線性放大，等效開關(guān)頻率提高2 N倍[6]。

正弦調(diào)制波頻率為50Hz，三角載波頻率為7.5kHz，調(diào)制度為0.8，單相級聯(lián)三單元逆變器的MATLAB仿真輸出電壓波形如圖1所示。

圖1 三單元級聯(lián)CPS－PWM逆變器仿真波形

由圖1可以看出，采用CPS－PWM技術(shù)三單元級聯(lián)輸出電壓波形為7電平的階梯波，比三電平更接近于正弦。幅值最大的高次諧波集中在45kHz左右，即等效開關(guān)頻率為單元開關(guān)頻率的6倍。

2 CPS-PWM調(diào)制算法

數(shù)字控制系統(tǒng)中常采用規(guī)則采樣法、不對稱規(guī)則采樣法、自然采樣法和指定諧波消除法等多種軟件算法來確定逆變器功率開關(guān)器件的開關(guān)時刻。不對稱規(guī)則采樣法實際是改進的規(guī)則采樣法，其在一個載波周期內(nèi)在三角波的頂點和底點時刻分別計算出脈沖的開關(guān)時刻及脈沖寬度，計算量較規(guī)則采樣法增加一倍，但所形成的PWM波形的等效性更接近于調(diào)制波。

圖2 不對稱規(guī)則采樣原理圖

圖2所示為基本單元PWM脈寬計算原理，設(shè)調(diào)制波為正弦波，則在計算點為載波頂點時脈寬為:

計算點為載波底點時脈寬為:

式(1)及(2)中，Tc為載波周期，M為調(diào)制度，F(xiàn)為載波比。則一個載波周期內(nèi)脈寬為:

若某個逆變單元與基本單元的三角載波相位差為 Tc/2 N，則計算點為載波頂點時的脈寬為:

計算點為載波底點時的脈寬為:

則此時PWM脈寬為:

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3 CPS-PWM的DSP實現(xiàn)

TMS320F2812是高速DSP芯片，利用內(nèi)置的兩個EV事件管理器模塊中的6個完全比較單元和通用定時器1和3，可以方便地產(chǎn)生12路帶有可編程死區(qū)和輸出極性的PWM波。EVA及EVB事件管理器屬于DSP芯片的外部模塊，占用CPU的時間少，編程方便靈活。

實現(xiàn)不對稱規(guī)則采樣的PWM信號輸出，需共同使用EVA事件管理器的定時器T1周期中斷和T1下溢中斷(對EVB而言為定時器T3周期中斷和T3下溢中斷)。T1周期中斷程序計算載波頂點脈寬數(shù)據(jù)，并重新裝載完全比較寄存器CMPRx的值(x=1，2，3對于EVB為CMPRy且y=4，5，6);T1下溢中斷程序計算載波底點脈寬數(shù)據(jù)，并重新裝載完全比較寄存器CMPRx的值。一個載波周期內(nèi)PWM脈寬由T1周期中斷和T1下溢中斷順序配合完成。

2812芯片上6個完全比較單元只受兩個獨立的定時器控制，只能產(chǎn)生2列獨立的載波;設(shè)置定時器T1和T3不同的計時初始值，可輸出兩列載波相位相差0～Tc/2的PWM信號。通過CPS－PWM調(diào)制的對稱優(yōu)化，即用調(diào)制波反相的PWM信號可代替載波移相 Tc/2的PWM信號，可實現(xiàn)單相5電平輸出[5]。調(diào)制波反相只需將上述脈寬公式中調(diào)制度M前的加法運算改為減法運算便可。

為實現(xiàn)單相7電平以上的CPS－PWM輸出，解決單片2812硬件產(chǎn)生CPS－PWM信號不足的困難，本文采用了一種基于軟件計算的CPS－PWM生成法。其基本思路是在事件管理器生成的各列PWM信號中，根據(jù)擴展的需要選擇參考信號，進行插值計算，由2812CPU子程序生成新的CPS－PWM信號。

以實現(xiàn)單相7電平所需的6列PWM信號為例，先設(shè)定2812硬件生成4列 PWM1、PWM3、PWM7、PWM9信號(對應的互補信號為PWM2、PWM4、PWM8、PWM10)。PWM1載波相位超前 PWM3的載波相位 Tc/2，PWM7載波相位超前 PWM9的載波相位 Tc/2，PWM1載波相位超前PWM7的載波相位 Tc/6。主程序中初始化GPIO時，將空閑的PWM5、PWM6、PWM11及PWM12預設(shè)為通用輸出管腳，T1PWM、T2PWM、T3PWM和T4PWM預設(shè)為通用輸入管腳。選擇 PWM7、PWM9信號作為參考信號，連接管腳 PWM7到T1PWM，PWM9到T3PWM，由2812CPU子程序生成對應滯后移相Tc/6的 PWM5、PWM11信號(對應的互補信號為 PWM6、PWM12)。

主程序中需調(diào)用2812CpuTimer0定時器的TINT0中斷，事件管理器T1、T3的周期中斷T1PINT、T3PINT及下溢中斷T1UFINT、T3UFINT。在TINT0中斷程序中生成軟件PWM信號;周期中斷T1PINT、T3PINT和下溢中斷T1UFINT、T3UFINT，除執(zhí)行硬件生成PWM所需功能外，還提前計算PWM5、PWM11對應的脈寬數(shù)據(jù)。

TINT0中斷程序簡略流程圖如圖3，圖中僅畫出生成PWM5信號的流程。T0Counter為中斷計數(shù)變量，Stamp5 H為PWM5高電平計時變量，Stamp5 L為PWM5低電平計時變量。程序中檢測T1PWM管腳高低電平值，當T1PWM管腳由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平時，將當時的T0Counter值賦給Stamp5 H;當T1PWM管腳由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平時，將當時的T0Counter值賦給Stamp5 L。

圖3 TINT0中斷程序流程圖

而低電平時間值Delay5 L為:

當滿足 T0Counter－Stamp5 H=Delay5 H/時，對GPADAT數(shù)據(jù)寄存器bit位GPIOA4置1，PWM5管腳跳變?yōu)楦唠娖?當滿足T0Counter－Stamp5 L=Delay5 L時，對GPADAT數(shù)據(jù)寄存器bit位GPIOA4置0，PWM5管腳跳變?yōu)榈碗娖健?/p>

當 T0Counter計數(shù)到設(shè)定的最大值max(為調(diào)制波周期以T_CpuTimer0為基數(shù)換算取整值的整數(shù)倍)時，將所有計時變量復位，開始新的循環(huán)。

以此類推，經(jīng)設(shè)定可在PWM6、PWM11及PWM12管腳輸出所需的PWM信號。

4 單相級聯(lián)七電平逆變器實驗

圖4為單相級聯(lián)多電平實驗裝置系統(tǒng)框圖，系統(tǒng)采用事件管理器硬件實現(xiàn)與CPU軟件實現(xiàn)相結(jié)合，在2812的12個GPIO復用管腳，輸出了單相七電平所需的6組12路PWM信號。12路PWM信號經(jīng)功率管隔離驅(qū)動芯片EB841放大后，去控制由IGBT模塊2MBI50L－120組成的單相級聯(lián)七電平逆變器。

圖4 單相級聯(lián)多電平實驗裝置系統(tǒng)框圖

實驗中正弦調(diào)制波頻率為50Hz，三角載波頻率為7.5kHz。CpuTimer0定時器的定時值設(shè)定為1.5μs。用TEK2000示波器測得的PWM信號如圖5所示。其中通道1為硬件實現(xiàn)的PWM7信號，通道2為軟件實現(xiàn)的 PWM5信號，PWM5滯后 PWM7約為23μs，與 CPS－PWM調(diào)制技術(shù)要求的相位差 Tc/6(22.2μs)十分接近。

圖5 PWM信號波形圖

逆變器輸出電壓波形如圖6所示，與理論分析和圖1中的仿真波形相符。

圖6 單相級聯(lián)7電平輸出電壓波形圖

5 結(jié)論

實驗結(jié)果表明，基于TMS320F2812硬件實現(xiàn)與軟件實現(xiàn)相結(jié)合的CPS－PWM 信 號 發(fā)生器，簡化了硬件電路的設(shè)計，算法程序簡潔，且易于擴展。

實際工程中，級聯(lián)多電平逆變器作為高壓大功率逆變器，多使用大功率IGBT作為功率開關(guān)管，為避免過大的開關(guān)損耗，大功率IGBT的開關(guān)頻率不易太高，基本都在10kHz以下，本文研制的CPS－PWM脈沖發(fā)生器，完全可滿足級聯(lián)多電平逆變器工程的實時性要求。

[1] 吳洪洋.級聯(lián)型多電平逆變器PWM控制方法的仿真研究[J].中國電機工程學報，2001，21(8):42 ～46.

[2] 王成元.載波移相技術(shù)的FPGA實現(xiàn)方法[J].電力電子技術(shù)，2007，41(5):26～28.

[3] 常國祥.一種新的基于FPGA的多路SPWM波形發(fā)生器[J].中國電機工程學報，2006，26(25):51～54.

[4] 李淳.DSP+CPLD實現(xiàn)CPS－SPWM下的單相多電平脈沖[J].高電壓技術(shù)，2006，32(8):76～78.

[5] 朱凌.基于DSP的載波移相多電平SPWM實現(xiàn)方法[J].華北電力大學學報，2004，31(5):21～25.

[6] 尹彭飛.載波移相技術(shù)在高壓變頻器中的應用[J].電氣傳動，2004，34(5):132～134.