李超杰

(中國(guó)航天科工集團(tuán) 2院 23所,北京 100584)

RCC式開關(guān)電源具有所需器件少,成本低,不用外部時(shí)鐘控制,工作于臨界連續(xù)狀態(tài),可以方便的實(shí)現(xiàn)電流型控制,在結(jié)構(gòu)上是單極點(diǎn)系統(tǒng),容易得到快速穩(wěn)定的響應(yīng),具有自動(dòng)功率限制等優(yōu)點(diǎn)。RCC電路原理簡(jiǎn)單,由開關(guān)變壓器和主開關(guān)管諧振產(chǎn)生振蕩,副開關(guān)管可以調(diào)節(jié)占空比,以此調(diào)節(jié)輸出電壓,如圖1所示[1-2]。但是 RCC電源的占空比、工作頻率隨使用環(huán)境和內(nèi)部參數(shù)的變化而改變,使得開關(guān)管控制極的電流驅(qū)動(dòng)波形(MOSFET為電壓驅(qū)動(dòng))難以確定,給器件參數(shù)選定,尤其是變壓器的設(shè)計(jì)帶來困難[1,4]。傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)主要有諾模圖法和磁芯面積乘積AP計(jì)算校驗(yàn)法。這兩種方法在定頻率計(jì)算中較實(shí)用,但若未知頻率,將不能用以上兩種方式設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)的方法是給 RCC電源預(yù)設(shè)一頻率,然后設(shè)計(jì)變壓器[1,4]。但因變壓器參數(shù)直接影響到電源工作頻率,所設(shè)計(jì)變壓器工作頻率經(jīng)常因與預(yù)設(shè)頻率相差太大而不能正常工作,電源參數(shù)需多次重復(fù)設(shè)計(jì),導(dǎo)致初期設(shè)計(jì)計(jì)算量大,而且該“拼湊法”在后期調(diào)試中,實(shí)際頻率很難與理論值吻合,導(dǎo)致電源不能工作在設(shè)計(jì)的最佳狀態(tài)。

本文推導(dǎo)出頻率計(jì)算公式,并得出頻率與輸入電壓成正比,與負(fù)載電流,原、副邊電感量反比。在確定的輸入電壓和已知的最大輸出功率下,根據(jù)所需工作頻率可求得變壓器各線圈電感量,并進(jìn)一步確定變壓器原、副邊匝數(shù)等相關(guān)參數(shù),該方法一次設(shè)計(jì)就能確定電源所有參數(shù)。本文通過 5 V/10 A、12 V/4 A兩路輸出輸出電源的設(shè)計(jì)說明該方法的設(shè)計(jì)思想,并對(duì)硬件調(diào)試驗(yàn)證設(shè)計(jì)的合理性。

1 RCC原理

RCC原理簡(jiǎn)圖如下:

圖1 自振蕩原理簡(jiǎn)圖

上電后,C3兩端電壓使電流經(jīng)起振電阻R1、R2,使主開關(guān)管 Q1導(dǎo)通,隨著Q1導(dǎo)通,經(jīng)由反饋線圈T1′的反饋信號(hào)加強(qiáng)對(duì)Q1控制極正向驅(qū)動(dòng),Q1迅速導(dǎo)通,因感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)與電流變化率成正比,當(dāng)變壓器原邊電流最大(飽和導(dǎo)通),T1′兩端電壓為 0,Q1退出飽和狀態(tài)開始關(guān)斷,此時(shí)T1′感生反向電動(dòng)勢(shì),加速Q(mào)1關(guān)斷,同時(shí)飽和狀態(tài)R4兩端電壓驅(qū)使Q2開通,并將Q1控制極短路使Q1關(guān)斷,此后經(jīng)起振電阻R1、R2重新開通Q1,依次循環(huán)[1]。

RCC電路始終工作在臨界導(dǎo)通模式,不會(huì)出現(xiàn)反激式變換中的連續(xù)能量傳遞模式,其原邊電流始終都是一個(gè)鋸齒形三角波形,而不會(huì)出現(xiàn)梯形波。RCC電路調(diào)節(jié)電壓輸入的方式是通過控制原邊的峰值電流來實(shí)現(xiàn)[4]。

2 占空比與自振蕩頻率計(jì)算

變壓器T1原邊電流 Ip,電壓 Vin,電感量Lp,導(dǎo)通時(shí)間 t有以下關(guān)系

在 t為導(dǎo)通時(shí)間Ton時(shí),原邊有電流最大值

則導(dǎo)通時(shí)間

由變壓器基本原理得副邊最大電流值

電流以 Vout/Ls比率減小,輸出瞬時(shí)電流

當(dāng) t=Toff時(shí), 有

帶入(1)得關(guān)斷時(shí)間

由式(1)、式(2)知占空比

由(3)知占空比與變壓器一次側(cè)電感量 Lp成正比,與輸入電壓Vin、二次側(cè)電感量Ls成反比,占空比不受負(fù)荷電流影響。

由變壓器一次側(cè)和二次側(cè)能量相等條件知

由振蕩頻率

代入式(3)、式 (7)、式(10)整理得

由(12)知,振蕩頻率 f隨輸入電壓 Vin升高而升高,隨負(fù)載電流 Iout、原、副邊電感量Lp、Ls增大而減小。根據(jù)式(8)和式(12),可選定變壓器的重要參數(shù)Ls、Lp,進(jìn)而求出變壓器的其它參數(shù)。

3 變壓器的設(shè)計(jì)與計(jì)算

3.1 選擇磁芯

所設(shè)計(jì) 5 V/10 A、12 V/4 A兩路電源最大輸出功率為Pout=98W,則輸入功率Pin=Pout/η,若效率η=0.8,則Pin=123 W。取滿載最小頻率 50 k H z,查磁芯參數(shù)表知:EE35在 50 k H z時(shí)最大輸出功率為105W,EE40為 175W,故選EE40的磁芯。

3.2 求原、副邊匝數(shù)

變壓器原邊匝數(shù)Np計(jì)算公式為[2,4]

其中輸入電壓 Vin=300 V,磁通密度 Bw取240 mT,EE40磁芯有效面積 Ae=127 mm2,工作頻率f≥50 k H z,將上述值代入(6)得Np≤98。原邊平均電流

則原邊最大電流

若占空比 D=3/10,原邊最大電感量

5 V輸出線圈最大電流I5s=40 A,電感量

同理 I12s=11.11 μ H。由 (3)、 (7)知

將Np=98代入(17)可得 5 V輸出線圈匝數(shù)N5s=2.73,則N5s取 3匝。12 V輸出線圈匝數(shù)N12s=6.4,N12s取 7匝。主開關(guān)管控制極驅(qū)動(dòng)繞組T1′輸出電壓值可在開關(guān)管 B、E極反向擊穿電壓內(nèi)取值,可取15 V,相應(yīng)匝數(shù)為 8匝。

3.3 選定線徑

漆包線電流密度J=4A/mm2,則線徑

相應(yīng)可求得原邊及開關(guān)管控制極驅(qū)動(dòng)繞組、+5 V、+12 V輸出繞組線徑分別為:φp=0.36 mm,2×φ5s=1.26 mm, φ12s=1.13 mm。查 GB線徑表,各繞組取值分別為:0.4mm,2×1.32mm,1.18mm。

3.4 驗(yàn)證磁芯窗口能否容下導(dǎo)線

固定的輸出功率下,振蕩頻率f太低會(huì)導(dǎo)致磁飽和,損壞變壓器及開關(guān)器件。在磁芯中插入氣隙,使磁芯的實(shí)際導(dǎo)磁率下降,可有效防止磁芯磁飽和,氣隙Lg計(jì)算公式如下:

由式(19)得 Lg=1.39 mm,即 EE40磁芯安裝時(shí),留Lg/2=0.7 mm間隙。

3.5 驗(yàn)證磁芯窗口能否容下導(dǎo)線

導(dǎo)線所占窗口面積計(jì)算公式為:

由(20)得Aw1=29.18mm2。查 EE40磁芯窗口面積得Aw=173.23 mm2,取窗口使用系數(shù)經(jīng)驗(yàn)值 0.4,則0.4×Aw=69.292 mm2＞Aw1=29.18 mm2,磁芯空間能容下漆包線。

4 緩沖網(wǎng)絡(luò)、負(fù)反饋電路、原邊電流探測(cè)電阻及濾波選擇

圖2 RCC電路設(shè)計(jì)詳圖

因變壓器原、副邊線圈不能完全耦合,變磁芯氣隙等因素,變壓器有較大漏感,使開關(guān)管關(guān)斷時(shí)能量不能完全傳遞到副線圈,原邊將產(chǎn)生較大的感應(yīng)電壓,并與開關(guān)管集電極電壓疊加。為防止開關(guān)管損壞,需設(shè)計(jì)如圖2所示的由R3、C4、C5、D1組成的RCD續(xù)流吸收回路[6],感應(yīng)電壓

則續(xù)流電阻

因選用開關(guān)管 BU508A的耐壓值為 1500 V,則Ve≤1500-Vin=1 200V,故R≤187 k,為保證系統(tǒng)可靠性,R可取取 50 k。

負(fù)反饋電路通過控制開關(guān)管Q2開關(guān)時(shí)間,間接調(diào)節(jié)主開關(guān)管Q1通斷。穩(wěn)壓器件 K IA431的 REF引腳穩(wěn)壓輸出 2.5 V,當(dāng)圖2中 R11=RV1+R10時(shí),電壓輸出為+5 V。若電源輸出電壓波動(dòng),線性光耦PC中的發(fā)光二極管亮度會(huì)變化,從而使流過Q2控制極電流變化。若在副輸出+12 V串聯(lián)電位計(jì) RV2到KIA431,RV2可部分感測(cè)+12 V輸出變化,實(shí)現(xiàn)半閉環(huán)穩(wěn)壓。以+5 V為基準(zhǔn),設(shè)計(jì)+12V輔輸出,因副邊電壓與匝數(shù)成線性關(guān)系,+12 V輸出電壓將更精確。連接方法如圖2所示:將變壓器引腳 6、7短接,在 5 V繞組基礎(chǔ)上再續(xù) 4匝作 +12 V繞組。

圖2中R7為探測(cè)原邊電流峰值關(guān)鍵器件,并實(shí)現(xiàn)原邊功率,當(dāng)流過R7電流過大時(shí),R7兩端電壓升高,驅(qū)動(dòng)Q2開通,并使Q1關(guān)斷,以此過程調(diào)節(jié)最大輸出電流值。但是因原邊主電流流過R7,影響電源總體效率,一般R7取電源總功率的 0.1%[4]。本設(shè)計(jì)中R7=0.1% ×Pin/I2p=0.74 Ω, 實(shí)際設(shè)計(jì)中 R7可取 1 Ω/2W, 如圖2所示。

因 RCC工作方式輸出電壓為方波,電流為鋸齒波,紋波較大,所以輸出需并聯(lián)大電容并合理設(shè)計(jì)濾波器穩(wěn)壓,由常用LC諧振頻率公式:

得

若截止頻率取 1 k H z,因+5 V繞組電感量L5s=2.0 μH, 則由 (25)知: 圖2中 C8=12665 μF;+12 V繞組 L12s=11.11 μH, 則 C9=2280 μF, 電容實(shí)際值應(yīng)不小于理論值。二級(jí) LC濾波器中取 C10=C11=1500 μF, 由式 (24)知 L1=L2=17 μH。

圖2中Q2并非振蕩必須器件,但是輸出穩(wěn)壓須由Q2調(diào)節(jié)?？蛰d時(shí)Q2導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng),流過電流大。設(shè)計(jì)中初選 50 V/150 mA的 2PC1815,則空載上電瞬間Q2損壞,連帶擊穿Q1的 BE結(jié)。Q2改換功率稍大的13003,上述問題得以解決。調(diào)試中,頻率 f受原邊線圈匝數(shù)、磁芯氣隙和負(fù)載電流影響較大。實(shí)測(cè)滿載時(shí)輸入電流、輸出電壓(整流前)波形如圖3～圖5所示。

圖3 原邊電流波形(取樣R7上端)

由圖3知 Ton=1.3 ×5 μs=6.5μs,Toff=3×5 μs=15 μs, 則頻率

占空比

由圖4知副邊電壓為頻率為f,占空比為1-D的方波,并可推得電流波形為Toff時(shí)間內(nèi)線性遞減的鋸齒形三角波,理論值與實(shí)測(cè)值基本相符。

圖5所示為滿載時(shí)輸出紋波電壓最大為 30 mV。

5 結(jié)束語(yǔ)

RCC電路通過變壓器原邊線圈與開關(guān)管諧振產(chǎn)生自振蕩,在輸入電壓和負(fù)載一定時(shí),振蕩頻率受原、副邊電感量影響較大,原邊電流波形為鋸齒形三角波。副開關(guān)管Q2非振蕩必須元件,但能通過負(fù)反饋調(diào)節(jié)振蕩頻率,使輸出電壓穩(wěn)定。輔輸出不可控,為提高電壓精度,變壓器設(shè)計(jì)中應(yīng)在主輸出基準(zhǔn)上設(shè)計(jì)輔輸出,并在輸出端與反饋端跨接一探測(cè)電阻,實(shí)現(xiàn)半閉環(huán)控制穩(wěn)定輸出。因RCC工作頻率可變,而過低頻率將導(dǎo)致磁芯磁飽和,因此RCC變壓器設(shè)計(jì)時(shí)必須留氣隙以增大磁阻,防止磁芯飽和。與普通變壓器工作方式不用,RCC變壓器原、副邊線圈相當(dāng)于儲(chǔ)能電感,加之變壓器磁芯裝配預(yù)留氣隙產(chǎn)生的漏感以及緩沖網(wǎng)絡(luò)引發(fā)的損耗,不能用原邊的壓匝比求副邊匝數(shù)。但是在可以在副邊線圈間以此關(guān)系求解。RCC方式因輸出電壓為方波,電流為三角波,紋波大,對(duì)輸出濾波器的要求較高。通過設(shè)計(jì)二級(jí)LC濾波電路將紋波限制在較小范圍。

[1] Keith Billings. Switch mode Power Supply Handbook[M].Second Edition.Beijing:Posts&Telecom Press, 2007.

[2] 張占松,蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M].修訂版.北京:電子工業(yè)出版社,2007.

[3] 徐麗紅,王佰營(yíng).ST公司自激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)[Z].西安:電子電氣工程師博客,2007.

[4] Runlife.RCC日本公司內(nèi)部培訓(xùn)資料[DB/OL].http: //bbs.dianyuan.com(2007-08-18)[2010-07-18].