摘要:介紹一種基于DSP的高頻鏈軟開關(guān)逆變器并聯(lián)控制系統(tǒng)#65377;該控制系統(tǒng)主電路采用高頻鏈軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，控制部分采用改進(jìn)的PQ控制和基于電流分解的無連線并聯(lián)控制相結(jié)合，從而有效的解決在非線性負(fù)載時(shí)均流效果差的缺陷#65377;仿真波形表明該并聯(lián)逆變器具有良好的性能#65377;

關(guān)鍵詞:高頻鏈;無連線;并聯(lián);非線性負(fù)載

中圖分類號:TM464文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A

1引言

當(dāng)今電源變換技術(shù)發(fā)展的核心技術(shù)是各電源模塊的并聯(lián)#65377;與集中式的供電系統(tǒng)相比， 基于分布式的供電系統(tǒng)是多個(gè)電源模塊并聯(lián)工作，每一模塊平均負(fù)擔(dān)負(fù)載功率，熱應(yīng)力和電應(yīng)力大大降低，開關(guān)頻率可以提高，可從根本上提高可靠性和功率密度，降低成本#65377;同時(shí)也便于構(gòu)成N+1冗余并聯(lián)系統(tǒng)#65377;

高頻化是開關(guān)變換技術(shù)重要的發(fā)展方向#65377;應(yīng)用高頻鏈技術(shù)可以使得開關(guān)變換器(特別是變壓器#65380;電磁等磁元件和電容)的體積#65380;重量大為減小，并且可以消除變壓器和電感的音頻噪聲#65377;采用軟開關(guān)技術(shù)大大減小了開關(guān)器件在開關(guān)過程中的損耗， 使緩沖電路成為多余，從而使得逆變器的變換效率更高#65377;

本文結(jié)合高頻鏈逆變技術(shù)#65380;軟開關(guān)技術(shù)#65380;恒頻移相控制技術(shù)#65380;SPWM控制技術(shù)，提出了一種基于DSP的恒頻移相高頻鏈逆變電路#65377;該電路最大限度的實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)特性的同時(shí)，也解決了周波變換器開關(guān)換流時(shí)的電壓尖峰問題[1]#65377;同時(shí)采用改進(jìn)的PQ法和基于電流分解的無連線并聯(lián)技術(shù)[6]可以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器模塊間無信號線的連接，因此使得并聯(lián)系統(tǒng)模塊間相對完全獨(dú)立，更易實(shí)現(xiàn)冗余系統(tǒng)#65377;并且系統(tǒng)對線性和非線性負(fù)載都有很好的適應(yīng)性#65377;

2系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

2.1主電路結(jié)構(gòu)拓?fù)湓O(shè)計(jì)

圖1是基于DSP的恒頻移相高頻鏈逆變電路原理圖，包括主電路和控制電路2部分#65377;主電路的前級部分主要包括濾波整流#65380;諧振式全橋移相電路和高頻變壓器#65377;后級部分主要由周波變換器和輸出低通濾波器組成#65377;

Q1-Q4組成按SPWM 規(guī)律進(jìn)行移相控制的高頻逆變器，采用單極性移相控制方式很好的解決了周波變換器開關(guān)換流時(shí)的電壓尖峰問題#65377;同時(shí)利用開關(guān)二極管代替飽和電感使得變換器更易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，變換效率更高#65377;高頻逆變器和周波變換器之間的高頻變壓器，起電源側(cè)與負(fù)載側(cè)電壓匹配及兩側(cè)電氣隔離的作用#65377;Q5，Q6組成周波變換器，將高頻的交流電壓脈沖低頻解調(diào)成單極性的SPWM波，經(jīng)輸出濾波器濾波后輸出正弦電壓UO供給負(fù)載#65377;

傳統(tǒng)的諧振式全橋移相ZVS-PWM變換器是利用功率MOS管的輸出電容和輸出變壓器的漏電感作為諧振元件，使FB PWM變換器四個(gè)開關(guān)管依次在零電壓導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)恒頻軟開關(guān)(FB ZVS-PWM)#65377;由于減少了過程損耗，可保證FB ZVS-PWM變換器效率達(dá)80%-90%，并且不會發(fā)生開關(guān)應(yīng)力過大的問題#65377;然而這種結(jié)構(gòu)的PWM變換器美中不足的就是滯后橋臂不易滿足ZVS條件#65377;在此基礎(chǔ)上，我們引入了FB ZVZCS-PWM變換器，它的依據(jù)是:在變壓器原邊串連一個(gè)飽和電感，當(dāng)電流到達(dá)零以后，在一小段時(shí)間內(nèi)將電流鉗在零值，以避免開通時(shí)電容釋放的能量加大開通損耗，從而做到超前橋臂仍是零電壓開通，而滯后橋臂開關(guān)零電流關(guān)斷#65377;而理想的飽和電感的作用相當(dāng)于一個(gè)開關(guān)二極管，因此可用2個(gè)開關(guān)二極管代替飽和電感接在主電路中(左#65380;右橋臂之間)#65377;如圖1#65377;

圖1高頻鏈無連線逆變器系統(tǒng)框圖

2.2控制電路設(shè)計(jì)

控制電路設(shè)計(jì)主要包括輸出電感電流的分解的設(shè)計(jì)#65380;改進(jìn)PQ法的設(shè)計(jì)#65380;電壓電流雙閉環(huán)的設(shè)計(jì)以及SPWM信號的產(chǎn)生幾大部分#65377;

在輸出端對電感電流和輸出電壓進(jìn)行采樣，并且把電感電流分解成與輸出電壓同相位的有功電流分量和與輸出電壓滯后90°相位的無功電流分量，就可以得到有功功率和無功功率，應(yīng)用改進(jìn)的PQ法得到電壓參考值，通過采樣電壓與參考電壓的比較得到電壓誤差信號，經(jīng)過PI控制器以后得到電流的參考值，然后與采樣電流比較得到電流誤差信號，電流誤差信號經(jīng)過P控制器后得到調(diào)制波信號Ue1，調(diào)制波與三角載波比較后得到SPWM信號#65377;見圖1#65377;

上述控制策略中，把電感電流進(jìn)行分解可以更好的適應(yīng)非線性負(fù)載#65377;采用改進(jìn)的PQ法可以保證并聯(lián)逆變器有好的均流效果的同時(shí)也有好的動態(tài)特性#65377;而在電流內(nèi)環(huán)之外還設(shè)置電壓外環(huán)的目的在于對不同負(fù)載實(shí)現(xiàn)參考電流幅值的自動控制#65377;這種控制策略既保證輸出電壓有好的穩(wěn)定性能，又保證系統(tǒng)有較快的動態(tài)響應(yīng)性能#65377;

單極性移相控制[2]實(shí)現(xiàn)SPWM信號原理如圖2所示#65377;

圖2SPWM信號的產(chǎn)生原理圖[JZ)]

Ue1與載波Uc比較后得到信號K1，K1再下降沿2分頻，得到高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器功率開關(guān)Q1的控制信號，爾后反相互補(bǔ)得到功率開關(guān)Q3的控制信號;Ue1的反值信號Ue2與載波Uc比較后得到信號K2，K2再下降沿2分頻，得到高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器功率開關(guān)Q2的控制信號，爾后反相互補(bǔ)得到功率開關(guān)Q4的控制信號;將載波Uc下降沿2分頻，得到功率開關(guān)Q5的控制信號，爾后反相互補(bǔ) 得到功率開關(guān)Q6的控制信號#65377;

3逆變器無連線并聯(lián)控制技術(shù)

目前的無連線并聯(lián)方案都是基于下垂理論而發(fā)展的[3]，因?yàn)檩敵鲭妷旱南辔蛔兓绊懫漭敵鲇泄β实淖兓?，而輸出電壓的幅值變化則改變其輸出的無功功率#65377;并且相位超前越多的模塊，輸出的有功功率也越大，幅值越大的模塊，輸出的無功功率則越大#65377;因而，如果要控制逆變器輸出的有功功率和無功功率只需通過調(diào)節(jié)逆變器的輸出電壓的幅值和相位即可，一般通過調(diào)節(jié)輸出電壓的頻率來改變輸出電壓的相位，進(jìn)而調(diào)節(jié)逆變器的輸出有功功率#65377;這就是經(jīng)典PQ法的基本思想，它通過檢測模塊的有功功率P和無功功率來調(diào)節(jié)輸出幅值與相位而達(dá)到均流目的[4]#65377;

3.1改進(jìn)的PQ法

對于并聯(lián)系統(tǒng)來說，有兩點(diǎn)非常重要，一是穩(wěn)定后的均流誤差，越小越好，理論值為0#65377;還有一點(diǎn)則是動態(tài)性能，主要表現(xiàn)為如下幾個(gè)方面:啟動波形，即有一臺新的逆變器并入時(shí)各逆變器電流響應(yīng);退出波形，即一臺并入的逆變器突然退出，比如由于故障或保護(hù)等原因，各逆變器電流響應(yīng);并聯(lián)后負(fù)載切換時(shí)各逆變器的電流響應(yīng)#65377;這幾點(diǎn)中以啟動波形受影響最為明顯，實(shí)驗(yàn)證明如果系統(tǒng)動態(tài)性能不好，啟動過程中會有一段時(shí)間的振蕩，而這是經(jīng)典PQ法無法克服的困難#65377;因此通過對經(jīng)典PQ法進(jìn)行改進(jìn)選用了下面的控制方程式[5]:上式(1)#65380;(2)中積分項(xiàng)的引入既改善了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，同時(shí)對非線性負(fù)載也有一個(gè)好的均流效果#65377;而微分項(xiàng)的引入更是改善了系統(tǒng)的動態(tài)相應(yīng)性#65377;圖(3)是它實(shí)現(xiàn)的方框圖#65377;圖3改進(jìn)PQ法實(shí)現(xiàn)方框圖

3.2基于電流分解的無連線并聯(lián)

從上式可以看出，PQ法中有功功率和無功功率的計(jì)算采用的是電壓電流相移法:有功功率P=輸出電流IO×輸出電壓VO無功功率Q=輸出電流IO相移90°×輸出電壓VO 實(shí)際上對于非線性負(fù)載來說上述計(jì)算是不對的，它計(jì)算的前提是系統(tǒng)必須是線性的，而當(dāng)電壓型逆變器的負(fù)載是非線性時(shí)，其輸出電流應(yīng)該由直流分量，有功電流分量，無功電流分量以及諧波分量4部分組成[6]:

定義P=VIp#65380;Q=VIq #65377;因此通過這種電流分解以后系統(tǒng)就不再受非線性負(fù)載的影響了#65377;具體做法如下:將(3)式擴(kuò)展得到式(4)從式(5)可以看出，式中的直流成分是與有功電流的幅值IP成正比，因此，可以使用一個(gè)低通濾波器(其頻率低于ω)來獲得IP，這就是我們所需預(yù)測的有功電流的幅值，將它乘以與電壓同相位的單位正弦，就可獲得瞬時(shí)有功電流的預(yù)測值ip(t)，再從實(shí)測的負(fù)載電流中減去預(yù)測的有功電流ip(t)，就可得到需要的參考電流iF(t)#65377;同理也可得到無功電流分量 #65377;電流分解示意圖如下圖4所示:

圖4電流分解示意圖

4系統(tǒng)仿真

利用MATLAB-SIMULINK軟件對系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，仿真主要技術(shù)參數(shù)如表1:表1主要技術(shù)參數(shù)參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值輸入電壓220VQ-V下垂系數(shù)(比例)1e-4 v/var輸出電壓220VQ-V下垂系數(shù)(微分)5e-7 V.s/Var額定功率1KWP-ω下垂系統(tǒng)(比例)2e-5rad/w電壓電流采樣頻率10KP-ω下垂系統(tǒng)(積分)1e-4rad/(w.s)輸出頻率50HZP-ω下垂系統(tǒng)(微分)5e-7(rad.s)/w隔直電容2uf諧振二極管(高頻)DESI30-04A穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓波形如下圖5所示#65377; 圖5穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓波形圖(x軸:0.1s/div)

為了測試系統(tǒng)的均流效果，在2臺逆變器并聯(lián)一段時(shí)間后突然退出一臺#65377;其中圖6表示一直在工作的那臺逆變器的電流波形#65377;圖7表示的是逆變器的環(huán)流(I1-I2)波形圖#65377;通過波形圖證明了系統(tǒng)具有很好的均流效果#65377;

5結(jié)論

本文通過在分布式供電系統(tǒng)中引入高頻鏈軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，完全實(shí)現(xiàn)滯后臂的軟開關(guān)#65377;并且采用改進(jìn)的PQ算法#65377;在經(jīng)典PQ算法的基礎(chǔ)上增加了微分和積分環(huán)節(jié)，使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)更好#65377;而基于電流分解的無連線并聯(lián)方案更好的解決了非線性負(fù)載很難做到較好均流效果的難題#65377;采用高性能的DSP對并聯(lián)逆變器進(jìn)行檢測，控制和故障診斷，保護(hù)及報(bào)警，實(shí)現(xiàn)負(fù)載均流和輸出同步#65377;而仿真結(jié)果也顯示出系統(tǒng)可以很好的適應(yīng)線性和非線性負(fù)載#65377;

注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內(nèi)容請以PDF格式閱讀原文。