摘 要： 針對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)在帶外電磁干擾下出現(xiàn)衛(wèi)星跟蹤丟失的現(xiàn)象，以導(dǎo)航接收機(jī)為研究對(duì)象，開展連續(xù)波電磁干擾注入效應(yīng)試驗(yàn)，得到導(dǎo)航接收機(jī)在電磁干擾下的敏感閾值曲線。通過(guò)利用先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)（advanced design system， ADS）電路仿真軟件構(gòu)建導(dǎo)航接收機(jī)射頻前端電路，仿真分析結(jié)果表明帶外電磁干擾下產(chǎn)生的副通道干擾是導(dǎo)致衛(wèi)星跟蹤丟失的主要原因。同時(shí)，通過(guò)數(shù)學(xué)模型分析和試驗(yàn)驗(yàn)證的方法，得知低次諧波敏感頻段的效應(yīng)機(jī)理與射頻前端低噪聲放大器有關(guān)，這對(duì)于提升導(dǎo)航接收機(jī)抗帶外電磁干擾的能力具有一定指導(dǎo)意義。

關(guān)鍵詞： 導(dǎo)航接收機(jī); 電磁干擾; 跟蹤丟失; 先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)

中圖分類號(hào)： TN 972

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

DOI：10.12305/j.issn.1001-506X.2024.08.04

Study on the effect of satellite navigation receiver under out-of-band

electromagnetic interference

ZHANG Qinglong¹， CHEN Yazhou^2，*， YU Fengquan¹， ZHANG Yi¹，

HAN Fanglin¹， ZHOU Lingyu¹

（1. Naval Aviation University， Yantai 264000， China; 2. Shijiazhuang Campus， Army Engineering

University of PLA， Shijiazhuang 050003， China）

Abstract： Aiming at the phenomenon of satellite tracking loss of the navigation receiver out-of electromagnetic interference， a certain type of navigation receiver is taken as the research object， and the continuous wave electromagnetic interference injection effect experiment is carried out， and the sensitivity threshold curve of the navigation receiver in the presence of electromagnetic interference is obtained. By using advanced design system （ADS） circuit simulation software to build the radio frequency （RF） front-end circuit of the navigation receiver， the simulation analysis results show that the secondary channel interference generated by out-of-band electromagnetic interference is the main reason for the loss of satellite tracking. At the same time， through mathematical model analysis and experiment verification method， it is known that the effect mechanism of low harmonic sensitive frequency band is related to the low noise amplifier of RF front-end， which has certain guiding significance for improving the ability of the navigation receiver to resist out-of-band electromagnetic interference.

Keywords： navigation receiver; electromagnetic interference; tracking loss; advanced design system （ADS）

0 引 言

隨著科技的進(jìn)步，衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)被廣泛應(yīng)用于各行各業(yè)中。相比于地圖匹配導(dǎo)航、慣性導(dǎo)航和地磁導(dǎo)航等導(dǎo)航方式，衛(wèi)星導(dǎo)航具有高精度、低成本的優(yōu)勢(shì)。但由于到達(dá)地面的衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)功率極低，導(dǎo)致導(dǎo)航接收機(jī)很容易受到外界電磁干擾而出現(xiàn)不定位的現(xiàn)象。為了提高導(dǎo)航接收機(jī)的抗電磁干擾能力，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)此進(jìn)行了廣泛的研究。針對(duì)電磁干擾方面的研究主要涉及以下兩類：一是在理論上研究電磁干擾對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)跟蹤環(huán)路的影響，其涉及的參數(shù)有載噪比、碼跟蹤誤差和載波跟蹤誤差等。文獻(xiàn)［1］通過(guò)理論推導(dǎo)得到了不同電磁干擾對(duì)導(dǎo)航信號(hào)跟蹤環(huán)路輸出載噪比的影響。文獻(xiàn)［2］針對(duì)非相干鑒相器，研究連續(xù)波干擾下導(dǎo)航接收機(jī)的碼跟蹤性能。文獻(xiàn)［3-4］通過(guò)理論推導(dǎo)得到了導(dǎo)航接收機(jī)載波跟蹤誤差解析式，并在此基礎(chǔ)上研究了連續(xù)波干擾下導(dǎo)航接收機(jī)的載波跟蹤誤差。文獻(xiàn)［5］通過(guò)仿真研究了干擾信號(hào)與導(dǎo)航信號(hào)頻率偏移對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)定位的影響。文獻(xiàn)［6-7］仿真研究了在超寬帶干擾下，不同干擾參數(shù)對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)定位性能的影響。文獻(xiàn)［8］從導(dǎo)航接收機(jī)的測(cè)距性能出發(fā)，仿真研究了脈沖干擾對(duì)接收機(jī)性能的影響。文獻(xiàn)［9］基于采用相干處理和非相干處理的碼跟蹤環(huán)路，仿真分析了載波雜散干擾信號(hào)對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)碼跟蹤誤差的影響。二是通過(guò)實(shí)驗(yàn)的方法研究電磁干擾對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)定位性能的影響。文獻(xiàn)［10］通過(guò)開展單頻和雙頻電磁干擾效應(yīng)實(shí)驗(yàn)，分析了接收機(jī)的低頻阻塞效應(yīng)。文獻(xiàn)［11］針對(duì)不同全球定位系統(tǒng)（global position system， GPS）導(dǎo)航接收機(jī)開展了連續(xù)波電磁干擾效應(yīng)試驗(yàn)，研究不同導(dǎo)航接收機(jī)的抗電磁干擾能力。文獻(xiàn)［12］以衛(wèi)星載噪比為敏感判據(jù)，首先針對(duì)電磁脈沖干擾和連續(xù)波干擾進(jìn)行了對(duì)比分析，然后從脈沖持續(xù)時(shí)間、脈沖重復(fù)頻率兩個(gè)因素出發(fā)對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)的影響進(jìn)行了重點(diǎn)研究。文獻(xiàn)［13］通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試了飛機(jī)上微波著陸系統(tǒng)與Cn波段衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的射頻兼容性。以上這些研究基本上針對(duì)的是帶內(nèi)電磁干擾，也有部分文獻(xiàn)對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)在帶外電磁干擾下的效應(yīng)進(jìn)行研究。文獻(xiàn)［14］總結(jié)了導(dǎo)航接收機(jī)在帶外電磁干擾下的效應(yīng)，但并未進(jìn)行量化分析。文獻(xiàn)［15］針對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)在帶外大信號(hào)影響下的阻塞機(jī)理進(jìn)行了研究建模，并展開試驗(yàn)，對(duì)模型進(jìn)行了驗(yàn)證，但未涉及臨頻電磁干擾的效應(yīng)機(jī)理。

本文主要通過(guò)仿真建模、試驗(yàn)和數(shù)學(xué)模型分析對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)在帶外電磁干擾下的效應(yīng)機(jī)理展開研究。

1 導(dǎo)航接收機(jī)電磁干擾效應(yīng)試驗(yàn)

1.1 試驗(yàn)方法

與其他通信設(shè)備不同的是，衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)接收的有用信號(hào)來(lái)自于高軌，其接收到的導(dǎo)航信號(hào)質(zhì)量受時(shí)間、地點(diǎn)以及周圍地理環(huán)境和電磁環(huán)境等因素影響大。外場(chǎng)收星測(cè)試方法雖然能夠更加真實(shí)地還原導(dǎo)航接收機(jī)的實(shí)際使用環(huán)境，但存在導(dǎo)航信號(hào)環(huán)境不可復(fù)現(xiàn)和不可控的現(xiàn)象，其測(cè)試結(jié)果只能定性地對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)進(jìn)行評(píng)估，而不能進(jìn)行準(zhǔn)確的定量評(píng)估。信號(hào)轉(zhuǎn)發(fā)器測(cè)試方法通過(guò)轉(zhuǎn)發(fā)天線將真實(shí)的衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)由室外接入到室內(nèi)，雖然可以克服不良天氣對(duì)測(cè)試的影響，但該方法同樣存在外場(chǎng)收星測(cè)試的弊端。采集存儲(chǔ)回放測(cè)試方法雖然能夠解決導(dǎo)航信號(hào)的復(fù)現(xiàn)問(wèn)題，但是存在導(dǎo)航信號(hào)不能任意配置導(dǎo)航信號(hào)的短板，不能按照需求進(jìn)行相關(guān)定量試驗(yàn)分析^［16］的缺點(diǎn)?，F(xiàn)在普遍采用的測(cè)試手段和方法是依托導(dǎo)航信號(hào)模擬器開展的有線和無(wú)線測(cè)試^［17-20］，這些方法可以實(shí)現(xiàn)對(duì)導(dǎo)航信號(hào)和場(chǎng)景的任意配置，重復(fù)性強(qiáng)，可用于導(dǎo)航接收機(jī)的定量評(píng)估。采用無(wú)線測(cè)試時(shí)，需將測(cè)試接收機(jī)放置在微波暗室內(nèi)，以減少外界的電磁干擾和降低多徑效應(yīng)，而采用有線測(cè)試則不需要考慮這些因素，更便于開展試驗(yàn)，本文主要采用的是有線測(cè)試方法。

從實(shí)際的試驗(yàn)過(guò)程中發(fā)現(xiàn)，干擾信號(hào)源的輸出除了設(shè)定的頻率成分外，還包含有其倍頻信號(hào)頻率，這就導(dǎo)致當(dāng)干擾信號(hào)源設(shè)定的信號(hào)頻率為導(dǎo)航信號(hào)頻段的低次諧波頻率時(shí)，信號(hào)源輸出的倍頻信號(hào)會(huì)經(jīng)由射頻前端注入到導(dǎo)航終端內(nèi)部，最終影響試驗(yàn)結(jié)果的準(zhǔn)確性，為了排除倍頻信號(hào)對(duì)導(dǎo)航終端的影響，試驗(yàn)過(guò)程分兩步進(jìn)行。當(dāng)干擾信號(hào)頻率高于1 GHz時(shí)，采用圖1所示試驗(yàn)方案，而當(dāng)干擾信號(hào)頻率低于1 GHz時(shí)，采用圖2所示試驗(yàn)方案。

在圖2所示的試驗(yàn)方法中，為了避免信號(hào)源輸出的倍頻信號(hào)影響試驗(yàn)結(jié)果的準(zhǔn)確性，在單頻信號(hào)源與定向耦合器之間加入了帶阻濾波器，實(shí)現(xiàn)濾除信號(hào)源輸出的倍頻信號(hào)成分的目的，其中帶阻濾波器的濾波范圍為1 561±30 MHz，信號(hào)抑制能力達(dá)到30 dB以上。

兩種試驗(yàn)方法的其他試驗(yàn)配置如下。

（1） 導(dǎo)航信號(hào)模擬器：監(jiān)測(cè)計(jì)算機(jī)通過(guò)數(shù)控仿真軟件對(duì)導(dǎo)航信號(hào)模擬器進(jìn)行控制。通過(guò)數(shù)控仿真軟件可以配置導(dǎo)航信號(hào)模擬器產(chǎn)生的衛(wèi)星信號(hào)及其信號(hào)功率。通過(guò)調(diào)節(jié)信號(hào)功率，可以任意配置導(dǎo)航接收機(jī)內(nèi)各個(gè)通道衛(wèi)星信號(hào)的載噪比。

（2） 單頻信號(hào)源：由于導(dǎo)航信號(hào)淹沒(méi)于噪聲之下，較低的帶內(nèi)干擾信號(hào)功率就能造成導(dǎo)航接收機(jī)的定位功能失效，而在導(dǎo)航終端接收機(jī)射頻前端濾波器帶外又需要較高的干擾信號(hào)功率才能造成導(dǎo)航接收機(jī)的定位功能失效，所以試驗(yàn)過(guò)程中干擾信號(hào)源的可調(diào)動(dòng)態(tài)范圍較大，該信號(hào)源的可調(diào)范圍為-145～25 dBm。

（3） 定向耦合器：作為注入模塊，可以實(shí)現(xiàn)將各路信號(hào)混合、共同注入到導(dǎo)航接收機(jī)射頻前端的目的，也可以避免各通道的信號(hào)通過(guò)注入端口反射進(jìn)入信號(hào)源和模擬器，起到保護(hù)信號(hào)源和模擬器的作用。

（4） 功分器：干擾信號(hào)輸入到射頻前端模塊前，通過(guò)3 dB功分器輸出兩路功率相等的信號(hào)，其中一路信號(hào)注入到導(dǎo)航接收機(jī)的射頻前端模塊，另一路信號(hào)輸入到注入功率監(jiān)測(cè)頻譜儀，通過(guò)調(diào)整頻譜儀的檢波帶寬以及掃頻段寬，可以監(jiān)測(cè)注入到導(dǎo)航接收機(jī)射頻前端模塊的干擾信號(hào)功率。

（5） 監(jiān)測(cè)計(jì)算機(jī)：既可以對(duì)導(dǎo)航信號(hào)模擬器的信號(hào)進(jìn)行配置，也可以實(shí)現(xiàn)對(duì)導(dǎo)航接收機(jī)內(nèi)衛(wèi)星信號(hào)的實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)。

（6） 導(dǎo)航接收機(jī)：導(dǎo)航信號(hào)工作頻率為1 561.098±2.046 MHz。

1.2 帶外鄰頻電磁干擾下不同衛(wèi)星的敏感閾值曲線

該型衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)具有3種不同類型的衛(wèi)星軌道，分別為中地球靜止軌道、傾斜地球同步軌道和中圓地球軌道^［21］。為此，分別選擇不同軌道中的1顆衛(wèi)星作為試驗(yàn)觀察對(duì)象，按照?qǐng)D1的試驗(yàn)方法開展試驗(yàn)，得到在導(dǎo)航信號(hào)頻段帶外不同衛(wèi)星的敏感閾值曲線，如圖3所示。其中，3號(hào)衛(wèi)星為中地球靜止軌道衛(wèi)星、8號(hào)衛(wèi)星為傾斜地球同步軌道衛(wèi)星，13號(hào)衛(wèi)星為中圓地球軌道衛(wèi)星。敏感閾值的測(cè)量方法為：隨著干擾信號(hào)的功率增大，衛(wèi)星的載噪比會(huì)隨之出現(xiàn)下降，當(dāng)衛(wèi)星的載噪比低于門限值時(shí)（不同接收機(jī)門限值不一致，應(yīng)以廠商提供的信息為準(zhǔn)），此時(shí)的干擾信號(hào)功率即為敏感閾值。

根據(jù)圖3可以得出如下結(jié)論。

（1） 3顆衛(wèi)星在導(dǎo)航信號(hào)頻段的帶外具有多個(gè)敏感頻段，且其敏感頻段基本相同，這說(shuō)明敏感頻段的產(chǎn)生原因與導(dǎo)航接收機(jī)內(nèi)各通道的處理過(guò)程無(wú)關(guān)，而與射頻前端信號(hào)的處理過(guò)程有關(guān)，且偏離導(dǎo)航信號(hào)頻段越遠(yuǎn)的敏感頻段，其最低敏感閾值越高。其中，敏感頻段分別為1 538～1 543 MHz、1 548～1 553 MHz、1 568～1 576 MHz、1 578～1 586 MHz和1 591～1 596 MHz。

（2） 當(dāng)干擾信號(hào)頻率位于不同的敏感頻段時(shí)，不同衛(wèi)星的敏感閾值不同，但當(dāng)干擾信號(hào)頻率位于敏感頻段的帶外面時(shí)，所有衛(wèi)星的敏感閾值基本相同。

1.3 電磁干擾信號(hào)頻率為1 GHz以下時(shí)不同衛(wèi)星的敏感閾值曲線

按照?qǐng)D2中的試驗(yàn)方案開展試驗(yàn)，得到了當(dāng)干擾信號(hào)頻率在1 GHz以下時(shí)不同衛(wèi)星的電磁敏感閾值曲線，如圖4所示?？梢园l(fā)現(xiàn)，敏感頻段位于導(dǎo)航信號(hào)頻段的低次諧波頻段（即半頻干擾），且敏感閾值遠(yuǎn)高于導(dǎo)航信號(hào)工作頻段的敏感閾值，其最低敏感閾值高于-10 dBm以上，在頻率1 GHz以下沒(méi)有其他敏感頻段，說(shuō)明該款導(dǎo)航終端帶外干擾信號(hào)的抑制性能良好。由于射頻前端濾波器的作用，其帶外低次諧波的抑制性能良好，但依舊存在電磁敏感的薄弱環(huán)節(jié)。

2 帶外敏感頻段的干擾機(jī)理

2.1 帶外敏感頻段的干擾機(jī)理分析

為了進(jìn)一步探索帶外敏感頻段的形成機(jī)理，本節(jié)通過(guò)先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)（advanced design system， ADS）仿真建模^［22-25］和理論分析的方法對(duì)帶外電磁干擾的作用機(jī)理進(jìn)行研究。

按照導(dǎo)航接收機(jī)的內(nèi)部結(jié)構(gòu)以及其信號(hào)的處理流程，導(dǎo)航接收機(jī)通常包含三大功能模塊，分別為射頻前端處理模塊、基帶數(shù)字處理模塊和導(dǎo)航定位解算模塊。通過(guò)第1節(jié)對(duì)不同衛(wèi)星敏感閾值曲線的分析結(jié)果得知，敏感頻段的形成機(jī)理與射頻前端的信號(hào)處理有關(guān)，其中射頻前端信號(hào)處理的流程框圖如圖5所示^［26］。天線接收到的衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)經(jīng)由射頻前端的濾波限幅和低噪聲放大模塊后，進(jìn)入混頻器，并與振蕩器產(chǎn)生的本振信號(hào)進(jìn)行混頻，將高頻的有用信號(hào)下變頻到中頻信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)自動(dòng)增益控制（automatic gain control， AGC）進(jìn)入模數(shù)轉(zhuǎn)換器（analog to digital converter， ADC），將模擬中頻信號(hào)離散為數(shù)字中頻信號(hào)，數(shù)字中頻信號(hào)經(jīng)相關(guān)處理后，最后進(jìn)入定位解算模塊進(jìn)行導(dǎo)航定位結(jié)算。

導(dǎo)航終端射頻前端的處理過(guò)程一方面可以實(shí)現(xiàn)對(duì)微弱導(dǎo)航信號(hào)的放大，另一方面可以實(shí)現(xiàn)對(duì)高頻率導(dǎo)航信號(hào)的下變頻，使其成為更容易被基帶數(shù)字處理模塊處理的低頻信號(hào)。但因射頻前端處理模塊中存在著非線性元器件，當(dāng)天線接收的帶外強(qiáng)電磁干擾進(jìn)入到模塊后，會(huì)產(chǎn)生各種非線性效應(yīng)，從而對(duì)導(dǎo)航終端產(chǎn)生不利的影響。在整個(gè)射頻信號(hào)處理鏈路中，非線性元器件主要有低噪放和混頻器^［27-28］，通過(guò)分析非線性器件的非線性效應(yīng)，研究電磁干擾對(duì)導(dǎo)航終端的作用機(jī)理。

射頻前端處理鏈路中的混頻器主要是使高頻的有用信號(hào)下變頻到相應(yīng)的中頻信號(hào)，這樣可以提高后續(xù)信號(hào)處理的速度，并在一定程度上降低成本，但會(huì)給導(dǎo)航接收機(jī)帶來(lái)某些非線性干擾。一般來(lái)說(shuō)，期望混頻器的輸出只有輸入信號(hào)與本振信號(hào)混頻得到的中頻有用信號(hào)。但實(shí)際上，混頻器輸出的信號(hào)頻率成分并不是理想的，主要體現(xiàn)為以下兩點(diǎn)：一是當(dāng)干擾信號(hào)進(jìn)入天線后，如果射頻前端濾波電路的選擇性不夠好，到達(dá)混頻器輸入端的帶外干擾信號(hào)強(qiáng)度仍舊較大，其會(huì)與本振信號(hào)混頻得到新的信號(hào)成分。當(dāng)這些信號(hào)靠近中頻頻率時(shí)，后續(xù)的濾波器將不能有效濾除這些信號(hào)，從而給后續(xù)的信號(hào)處理帶來(lái)不利的影響;二是晶振作為整個(gè)鏈路基準(zhǔn)頻率的參考源，其會(huì)產(chǎn)生倍頻諧波。當(dāng)其信號(hào)本身以及倍頻諧波通過(guò)空間輻射耦合進(jìn)入線纜后，最終將會(huì)形成干擾信號(hào)進(jìn)入到混頻器。這些信號(hào)與本振信號(hào)混頻后，也會(huì)產(chǎn)生新的信號(hào)成分。新的信號(hào)如果同樣靠近中頻頻率，也會(huì)給后續(xù)的信號(hào)處理帶來(lái)不利影響。所有的這些干擾都被稱為副通道干擾。

2.2 針對(duì)鄰頻干擾的ADS仿真建模分析

由于導(dǎo)航終端內(nèi)部電路高度集成化，混頻器被封裝在模塊中，不易開展針對(duì)混頻器非線性效應(yīng)的試驗(yàn)研究分析，采用仿真的方法對(duì)混頻器的非線性效應(yīng)進(jìn)行了定性分析。利用ADS仿真軟件搭建了混頻濾波電路，如圖6所示?；祛l器輸入的兩個(gè)端口分別接入了一個(gè)信號(hào)源，其中一個(gè)端口輸入的是單頻信號(hào)源，用于模擬該型導(dǎo)航終端的本振頻率f_L=1 577 MHz，另一個(gè)端口輸入的是雙音信號(hào)源，分別為該型導(dǎo)航終端的晶振信號(hào)（頻率為f_C=10 MHz）和干擾信號(hào)，其中晶振的諧波仿真階數(shù)為2，干擾信號(hào)和本振信號(hào)諧波仿真階數(shù)為1。該型導(dǎo)航終端的中頻濾波器濾波范圍為5 MHz左右，中頻信號(hào)頻段大約為14～19 MHz，其中中頻有用信號(hào)的中心頻率為15.9 MHz左右。

中頻信號(hào)f_I滿足以下關(guān)系：

f_I=f_L－f_s（1）

式中：f_s為有用信號(hào)頻率，且f_L＞f_s。

通過(guò)仿真分析以及理論推算，可以將導(dǎo)航信號(hào)工作頻段附近的帶外干擾分為3種情況進(jìn)行分析，分別如下。

（1） 干擾信號(hào)與本振信號(hào)混頻形成的鏡像干擾。敏感頻段1 591～1 596 MHz符合此種類型干擾的形成方式，此時(shí)干擾信號(hào)的頻率f_J大于本振信號(hào)的信號(hào)頻率f_L。當(dāng)兩者混頻時(shí)，輸出的信號(hào)頻率正好落在中頻信號(hào)頻段：

f_IJ=f_J－f_L（2）

式中：f_IJ為干擾信號(hào)混頻產(chǎn)生的中頻信號(hào)頻率。

當(dāng)干擾信號(hào)頻率為1 593 MHz時(shí)，混頻器輸出的干擾信號(hào)頻率為

f_IJ=f_J－f_L=1 593－1 577=16（3）

圖7所示為干擾信號(hào)頻率為1 593 MHz時(shí)，混頻器仿真輸出的信號(hào)成分?？梢钥闯觯敵龅男盘?hào)頻率（16 MHz）與式（3）計(jì)算出的結(jié)果一致，且該頻率正好處于中頻信號(hào)頻段（14～19 MHz）。圖7中的另外兩個(gè)信號(hào)（頻率為10 MHz和20 MHz）為晶振輻射的耦合信號(hào)及其倍頻信號(hào)。

（2） 干擾信號(hào)與線纜耦合晶振信號(hào)（一階或二階）互調(diào)、再與本振信號(hào)混頻產(chǎn)生的中頻干擾信號(hào)。敏感頻段1 538～1 543 MHz和1 548～1 553 MHz符合此種類型干擾的形成方式，其混頻過(guò)程如下所示：

f_IJ=f_L－（f_J+nf_C）（4）

式中：f_C為晶振信號(hào)頻率，為10 MHz;n為晶振諧波次數(shù)。

當(dāng)干擾信號(hào)頻率為1 551 MHz時(shí)，混頻輸出的干擾信號(hào)頻率為

f_IJ=f_L－（f_J+nf_C）=1 577－（1 551+10）=16（5）

式中：n=1。當(dāng)n=2時(shí)，計(jì)算結(jié)果為6 MHz，此頻率的干擾信號(hào)無(wú)法通過(guò)混頻器后的中頻濾波器（14～19 MHz）。

當(dāng)干擾信號(hào)頻率為1 541 MHz時(shí)，混頻輸出的干擾信號(hào)頻率為

f_IJ=f_L－（f_J+nf_C）=1 577－（1 541+2×10）=16（6）

式中：n=2。當(dāng)n=1時(shí)，計(jì)算結(jié)果為26 MHz，當(dāng)n=3時(shí)，計(jì)算結(jié)果為6 MHz，這兩種頻率的干擾信號(hào)無(wú)法通過(guò)混頻器后的中頻濾波器（14～19 MHz）。

圖8所示為干擾信號(hào)頻率分別為1 551 MHz和1 541 MHz時(shí)混頻器仿真輸出的信號(hào)成分，輸出結(jié)果與式（5）和式（6）計(jì)算結(jié)果一致。對(duì)比圖8（a）和圖8（b）中16 MHz的輸出信號(hào)功率，可以看出干擾信號(hào)頻率為1 551 MHz時(shí)，其混頻輸出的信號(hào)功率更高，所以敏感頻段1 548～1 553 MHz比敏感頻段1 538～1 543 MHz具有更低的敏感閾值。

（3） 干擾信號(hào)與線纜耦合晶振信號(hào)（一階和二階）同時(shí)互調(diào)、再與本振信號(hào)混頻產(chǎn)生的中頻干擾信號(hào)。敏感頻段1 568～1 576 MHz和1 578～1 586 MHz符合此種類型干擾的形成方式。在該頻段內(nèi)的干擾信號(hào)會(huì)同時(shí)產(chǎn)生兩個(gè)中頻干擾信號(hào)頻率：

f_IJ=f_L－（f_J-n₁f_C）

f_IJ=（f_J+n₂f_C）-f_L（7）

當(dāng)n₁=1，n₂=2時(shí)，對(duì)應(yīng)的敏感頻段為1 568～1 576 MHz；當(dāng)n₁=2，n₂=1時(shí)，對(duì)應(yīng)的敏感頻段為1 578～1 586 MHz。

當(dāng)干擾信號(hào)為1 571 MHz時(shí)，混頻輸出的干擾信號(hào)頻率為f_IJ=f_L－（f_J－n₁f_C）=1 577－（1 571－10）=16

f_IJ=（f_J+n₂f_C）－f_L=（1 571+2×10）－1 577=14（8）

圖9所示為干擾信號(hào)頻率為1 571 MHz時(shí)，混頻器仿真輸出的信號(hào)成分，此時(shí)混頻產(chǎn)生的14 MHz和16 MHz頻率與式（8）計(jì)算結(jié)果一致。

通過(guò)以上仿真分析可以得知，干擾信號(hào)、晶振的空間輻射信號(hào)和本振信號(hào)3者可以混頻產(chǎn)生并落入中頻的干擾信號(hào)，這對(duì)后續(xù)導(dǎo)航接收機(jī)導(dǎo)航信號(hào)的處理產(chǎn)生不利影響，故在相應(yīng)的頻段形成敏感頻段。

2.3 低次諧波敏感頻段的干擾機(jī)理

在干擾信號(hào)頻率為1 GHz以下時(shí)的試驗(yàn)過(guò)程中，由于試驗(yàn)過(guò)程中加入了帶阻濾波器，致使信號(hào)源的倍頻信號(hào)成分無(wú)法進(jìn)入到導(dǎo)航終端內(nèi)對(duì)其形成有效干擾，所以信號(hào)源輸出的倍頻信號(hào)不是敏感頻段形成的主要因素。通過(guò)觀察可以發(fā)現(xiàn)，3顆衛(wèi)星的敏感閾值曲線互不相同，說(shuō)明該干擾信號(hào)頻段最終依舊通過(guò)某種作用機(jī)理產(chǎn)生了帶內(nèi)干擾信號(hào)，最終對(duì)導(dǎo)航終端形成了干擾。

低噪聲放大器位于導(dǎo)航終端的前端，其設(shè)計(jì)要求噪聲必須較小，且其增益穩(wěn)定，并且由于導(dǎo)航信號(hào)落地電平極低，所以還要求其線性范圍大。但由于低噪聲放大器內(nèi)部含有二極管等非線性電子元器件，所以其屬于非線性敏感元器件。在對(duì)非線性元器件進(jìn)行分析時(shí)，一般可以采用冪級(jí)數(shù)分析法分析其輸入輸出關(guān)系^［29-30］。假設(shè)低噪聲放大器的輸入信號(hào)u_i（t）為

u_i（t）=Ucos（wt）（9）

式中：U為信號(hào)的幅度；w為信號(hào)的角速度；t為時(shí)間。

設(shè)輸出信號(hào)為u₀（t），信號(hào)輸入輸出的關(guān)系依據(jù)冪級(jí)數(shù)分析法可以表示為

u₀（t）=A₀+A₁u_i（t）+A₂u²_i（t）+…+A_Nu^N_i（t）=

A₀+A₁Ucos（wt）+A₂（Ucos（wt））²+…+A_N（Ucos（wt））^N（10）

式中：A_i（i=0，1，2，…，N）是低噪聲放大器的特征參數(shù)，其分別為不同的常數(shù)。

為了便于工程應(yīng)用，冪級(jí)數(shù)的項(xiàng)數(shù)可以根據(jù)實(shí)際需求進(jìn)行選擇，假設(shè)只考慮式（10）的前3項(xiàng)，對(duì)其進(jìn)行分解可得到

u₀（t）=A₀+A₁Ucos（wt）+A₂（Ucos（wt））²=

A₀+A₁Ucos（wt）+A₂U²2（cos（2wt）+1）=

A₀+A₂U²2+A₁Ucos（wt）+A₂U²2cos（2wt）（11）

根據(jù)式（11）可知分解后的輸出信號(hào)包含有多個(gè)信號(hào)分量，其中直流分量為A₀+A₂U²/2，基波分量為A₁Ucos wt，倍頻分量為0.5A₂U²cos 2wt。

從倍頻分量中可以看出輸出信號(hào)包含有輸入信號(hào)的倍頻分量，說(shuō)明當(dāng)導(dǎo)航信號(hào)頻段的低次諧波干擾信號(hào)輸入到射頻前端有源模塊時(shí)，模塊輸出的信號(hào)頻率有落入導(dǎo)航信號(hào)頻段的干擾信號(hào)頻率。由于射頻前端處理流程中有多個(gè)濾波器，隨著每級(jí)濾波器對(duì)帶外干擾信號(hào)的抑制作用，后端低噪聲放大器的這種非線性會(huì)逐漸減弱，所以產(chǎn)生這種非線性效應(yīng)的敏感器件主要體現(xiàn)在第一級(jí)低噪聲放大器上。一旦第一級(jí)低噪聲放大器產(chǎn)生了落入導(dǎo)航信號(hào)頻段的倍頻干擾信號(hào)，后續(xù)射頻模擬電路將無(wú)法對(duì)其進(jìn)行有效抑制，故最終影響了導(dǎo)航終端跟蹤環(huán)路輸出的信號(hào)載噪比。

為了驗(yàn)證該敏感頻段的干擾機(jī)理，需要驗(yàn)證以下兩點(diǎn)：一是干擾信號(hào)f₁經(jīng)射頻前端有源模塊后是否產(chǎn)生了落入導(dǎo)航信號(hào)頻段的干擾信號(hào)頻率2f₁;二是當(dāng)跟蹤環(huán)路失鎖時(shí)，由于低噪放非線性產(chǎn)生的干擾信號(hào)功率P₁和干擾信號(hào)功率P₂是否一樣，其中干擾信號(hào)P₂是以頻率2f₁作為干擾信號(hào)跟蹤環(huán)路失鎖時(shí)監(jiān)測(cè)到的信號(hào)功率。

首先，按照?qǐng)D2所示的試驗(yàn)方案開展試驗(yàn)，以8號(hào)衛(wèi)星作為觀測(cè)衛(wèi)星，當(dāng)對(duì)其的跟蹤處于不穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，通過(guò)射頻監(jiān)測(cè)頻譜儀監(jiān)測(cè)射頻前端有源模塊輸出的干擾信號(hào)頻率以及干擾信號(hào)功率，試驗(yàn)結(jié)果如表1所示。然后，按照?qǐng)D1所示試驗(yàn)方案，選取上述試驗(yàn)干擾信號(hào)的倍頻信號(hào)作為干擾信號(hào)。當(dāng)8號(hào)衛(wèi)星跟蹤丟失時(shí)，同樣觀測(cè)射頻監(jiān)測(cè)頻譜儀監(jiān)測(cè)到的信號(hào)頻率和功率。試驗(yàn)結(jié)果如表2所示，兩組實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)對(duì)比如圖10所示?？梢钥闯?，當(dāng)輸入信號(hào)頻率為779.5～781.5 MHz時(shí)，射頻前端有源模塊輸出的信號(hào)頻率為1 559～1 563 MHz，正好落在導(dǎo)航信號(hào)的頻段，雖然在兩次試驗(yàn)過(guò)程中輸入到射頻前端的干擾信號(hào)頻率及功率不同，但有源模塊輸出的信號(hào)頻率及功率基本一致，證明了低次諧波敏感頻段的干擾來(lái)源于射頻前端有源模塊的低噪聲放大器。

3 結(jié) 論

本文利用導(dǎo)航接收機(jī)作為試驗(yàn)對(duì)象，通過(guò)開展電磁干擾注入效應(yīng)試驗(yàn)得到了不同衛(wèi)星帶外電磁干擾的敏感頻段，并對(duì)其機(jī)理進(jìn)行了研究分析。

（1） 通過(guò)ADS仿真建模和理論分析的方式對(duì)帶外干擾機(jī)理進(jìn)行了研究，獲得導(dǎo)航接收機(jī)帶外敏感頻段的效應(yīng)機(jī)理主要是由副通道干擾引起的，這與接收機(jī)混頻器的非線性和晶振信號(hào)的空間輻射有關(guān)。由于混頻器的非線性是其固有特性，所以通過(guò)提升晶振的電磁兼容能力以及射頻前端的選頻濾波能力，可以有效地降低此類電磁干擾的影響。

（2） 通過(guò)數(shù)學(xué)模型分析和試驗(yàn)驗(yàn)證的方法得知，頻率為1 GHz以下的低次諧波敏感頻段的效應(yīng)機(jī)理與射頻前端低噪聲放大器有關(guān)，提升低噪聲放大器之前信號(hào)的帶外抑制能力能夠有效減輕此類干擾的影響。

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作者簡(jiǎn)介

張慶龍（1987—），男，講師，博士，主要研究方向?yàn)楹娇毡鴳?zhàn)術(shù)。

陳亞洲（1975—），男，教授，博士，主要研究方向?yàn)閺?qiáng)電磁環(huán)境模擬/電磁環(huán)境效應(yīng)與防護(hù)。

于鳳全（1972—），男，教授，碩士，主要研究方向?yàn)楹娇毡鴳?zhàn)術(shù)、作戰(zhàn)建模與仿真。

張 毅（1979—），男，副教授，博士，主要研究方向?yàn)楹娇毡鴳?zhàn)術(shù)、作戰(zhàn)建模與仿真。

韓芳林（1985—），男，講師，碩士，主要研究方向?yàn)楹娇毡鴳?zhàn)術(shù)。

周玲宇（1990—），女，助教，碩士，主要研究方向?yàn)楹娇毡鴳?zhàn)術(shù)。