摘" 要： 針對(duì)高速永磁同步電機(jī)低載波比、數(shù)字控制延時(shí)所引起的電流諧波較大的問(wèn)題，提出一種抑制低次電流諧波的改進(jìn)型特定次諧波消除調(diào)制方法。首先，對(duì)該調(diào)制方法的調(diào)制波形原理和數(shù)字實(shí)現(xiàn)特點(diǎn)進(jìn)行分析，建立新的電壓諧波方程和開(kāi)關(guān)角求解方程；其次，以電流總諧波失真為目標(biāo)優(yōu)化函數(shù)，研究了調(diào)制比和載波比對(duì)開(kāi)關(guān)角分布、電流諧波含量的影響；最后，以三相高速永磁同步電機(jī)為研究對(duì)象，搭建系統(tǒng)仿真模型對(duì)所提調(diào)制方法進(jìn)行驗(yàn)證。驗(yàn)證結(jié)果表明，通過(guò)與特定次諧波消除調(diào)制方式相比，所提調(diào)制方法計(jì)算量更少，可以提高輸出脈寬調(diào)制波形的對(duì)稱性，具有更優(yōu)的低次電流諧波抑制能力。

關(guān)鍵詞： 高速永磁同步電機(jī)； 特定次諧波消除； 電流諧波抑制； 低載波比； 開(kāi)關(guān)角； 總諧波失真； 脈寬調(diào)制

中圖分類(lèi)號(hào)： TN961?34； TM351" " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A" " " " " " " " " " "文章編號(hào)： 1004?373X（2024）20?0057?08

Modulation method for suppressing low order current harmonics in high speed motor

ZHANG Guoqiang1， LIU Jian1， WU Kuikui2， ZHANG Hongqi3

（1. School of Electrical and Electronic Engineering， Shandong University of Technology， Zibo 255000， China;

2. Zhejiang Jiafeng Power Technology Co.， Ltd.， Jiaxing 314019， China; 3. Shandong Shanbo Electric Machine Group Co.， Ltd.， Zibo 255299， China）

Abstract： In allusion to the problem of high current harmonics caused by low carrier ratio and digital control delay in high?speed permanent magnet synchronous motors， an improved specific sub?harmonic elimination modulation method is proposed to suppress low order current harmonics. The modulation waveform principle and digital implementation characteristics of this modulation method are analyzed， and new voltage harmonic equations and switch angle solving equations are established. With the total harmonic distortion of current as the objective optimization function， the effects of modulation ratio and carrier ratio on switch angle distribution and current harmonic content are researched. Taking the three?phase high?speed permanent magnet synchronous motor as the research object， a system simulation model is built to verify the proposed modulation method. The verified results show that， in comparison with the specific sub?harmonic elimination modulation method， this modulation method has less computation and can improve the symmetry of the output pulse width modulation waveform， with better ability to suppress low?order current harmonics.

Keywords： high?speed permanent magnet synchronous motor; specific sub?harmonic elimination; current harmonic suppression; low carrier ratio; switching angle; total harmonic distortion; pulse width modulation

0" 引" 言

高速電機(jī)具有體積小、功率密度高、轉(zhuǎn)動(dòng)效率高等優(yōu)點(diǎn)，在機(jī)床主軸、多電飛機(jī)、渦輪分子泵、氫能渦輪增壓等領(lǐng)域被廣泛應(yīng)用[1?2]。功率電子器件的調(diào)制技術(shù)是決定變流器性能的關(guān)鍵，其中兩電平逆變器調(diào)制技術(shù)應(yīng)用最為廣泛，但兩電平逆變器驅(qū)動(dòng)的高速電機(jī)因基波頻率提高、開(kāi)關(guān)頻率受限，同時(shí)還有死區(qū)效應(yīng)、管壓降等非線性因素的影響，導(dǎo)致電流諧波和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)增大，進(jìn)而增加了電機(jī)損耗，并降低了系統(tǒng)的運(yùn)行穩(wěn)定性[3]。因此，采用合理的調(diào)制算法是減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和電流諧波的重要手段之一。

空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）數(shù)字實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，方便實(shí)現(xiàn)近圓形磁場(chǎng)的有效控制，是電機(jī)調(diào)速常用的一種調(diào)制方式。文獻(xiàn)[4]將SVPWM輸出的電壓諧波在全電壓范圍內(nèi)的分布和數(shù)值變化與SPWM進(jìn)行了對(duì)比分析，結(jié)果表明，SVPWM在更大的調(diào)制區(qū)間內(nèi)具有諧波抑制能力。但SVPWM方法在高速電機(jī)中應(yīng)用時(shí)，受低載波比的影響，一個(gè)基波周期內(nèi)開(kāi)關(guān)次數(shù)受限，無(wú)法通過(guò)少量的開(kāi)關(guān)次數(shù)對(duì)基波進(jìn)行多采樣周期的合成，且電流在采樣、轉(zhuǎn)換、計(jì)算過(guò)程中有一定延遲，而電流采樣誤差變大同樣會(huì)使得諧波增加。為解決電機(jī)在低載波比下諧波含量高的問(wèn)題，特定次諧波消除調(diào)制方式（SHEPWM）被廣泛使用。文獻(xiàn)[5]對(duì)SHEPWM的原理、開(kāi)關(guān)角求解進(jìn)行了介紹，分析了調(diào)制比變化對(duì)電壓幅值與電流諧波的影響，為SHEPWM的性能提供比較客觀的綜合評(píng)價(jià)。文獻(xiàn)[6]提出了一種特定次諧波消除的通用公式，解決了[14]調(diào)制波對(duì)稱性的約束問(wèn)題。但因求解空間受限，SHEPWM的開(kāi)關(guān)角求解變得困難。文獻(xiàn)[7]提出一種正負(fù)兩個(gè)半周期鏡對(duì)稱和關(guān)于[T2]點(diǎn)奇對(duì)稱的對(duì)稱方式，擴(kuò)展了求解空間，抑制了低次諧波。文獻(xiàn)[8]采用中間60° SPWM的調(diào)制方法，在每個(gè)調(diào)制波正負(fù)半周的中間60°進(jìn)行調(diào)制，使輸出電壓對(duì)稱，提高了基波含量。文獻(xiàn)[9]提出一種中間60°的SHEPWM方法，保證了輸出電壓的對(duì)稱性，能夠消除偶次和3的倍次諧波。文獻(xiàn)[10]采用蟻群算法對(duì)SHEPWM開(kāi)關(guān)角進(jìn)行求解，提高了求解速度，但是算法復(fù)雜且不易實(shí)現(xiàn)。

為解決低載波比時(shí)的電流采樣誤差和控制信號(hào)延時(shí)問(wèn)題，文獻(xiàn)[11]通過(guò)預(yù)設(shè)開(kāi)關(guān)角的開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間建立開(kāi)通關(guān)斷表格，再由控制電路循環(huán)產(chǎn)生調(diào)制波形。因開(kāi)關(guān)角度已知，能產(chǎn)生精確的調(diào)制波形，電流擾動(dòng)較小，輸出更穩(wěn)定。文獻(xiàn)[12]在傳統(tǒng)SHEPWM基礎(chǔ)上，提出一種自由優(yōu)化總諧波失真（THD）的改進(jìn)優(yōu)化PWM策略，量化SHEPWM對(duì)諧波的抑制能力，但文中的優(yōu)化目標(biāo)為電壓THD。文獻(xiàn)[13]提出了一種以電流諧波最小為目標(biāo)的PWM策略，并提出了諧波電流最小的基本概念與建模方法，進(jìn)行了一些規(guī)律性的總結(jié)。

為了解決高速電機(jī)控制系統(tǒng)因采樣誤差、數(shù)字延時(shí)等因素引起的低次電流諧波增加的問(wèn)題，本文在SHEPWM的基礎(chǔ)上，提出一種降低低載波比條件下高速電機(jī)電流諧波的改進(jìn)SHEPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法將調(diào)制區(qū)間均分，建立新的諧波電壓幅值方程，離線求解開(kāi)關(guān)角；然后，將總電流諧波畸變率作為優(yōu)化目標(biāo)，提高電流波形對(duì)稱性，通過(guò)理論和仿真分析該調(diào)制技術(shù)的諧波抑制能力；最后，搭建基于改進(jìn)SHEPWM的高速永磁同步電機(jī)系統(tǒng)仿真模型，驗(yàn)證改進(jìn)調(diào)制方法的正確性和可行性，并與傳統(tǒng)SHEPWM方法進(jìn)行低次諧波抑制效果對(duì)比分析。

1" 改進(jìn)調(diào)制方法的建模分析

1.1" SHEPWM的基本原理

在高速低載波比條件下，調(diào)制波在單位周期內(nèi)脈沖數(shù)量少且存在波形不對(duì)稱，導(dǎo)致電壓、電流不對(duì)稱；且低次諧波增加的同時(shí)會(huì)產(chǎn)生零序分量，這對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和安全極為不利。為提高波形的對(duì)稱性，調(diào)制波形通常在單位周期內(nèi)具有[14]周期偶對(duì)稱、半波波形奇對(duì)稱的特點(diǎn)。對(duì)SHEPWM相電壓波形進(jìn)行傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)，公式如下：

[u=n=1∞ansin（nωt）+bncos（nωt）] （1）

在三相系統(tǒng)中因三相對(duì)稱，系統(tǒng)中的偶次諧波和零序分量被消除，則式中bn=0，令Un=an，最終得到傅里葉分解式如下：

[u=n=1，3，5，…∞Unsin（nωt）] （2）

根據(jù)式（2）建立SHEPWM的諧波電壓消除方程組為：

[U1=±2Udcπ1+2i=1N（-1）icosθi=U*1Un=±2Udcnπ1+2i=1N（-1）icos（nθi）=0] （3）

式中：U1為基波電壓幅值；[U*1]為給定基波電壓；Udc為直流母線電壓；[Un]（n=5，7，11，…）為n次諧波電壓幅值；N為[0，[π2]]區(qū)間內(nèi)開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)，其中N個(gè)開(kāi)關(guān)角對(duì)應(yīng)N個(gè)方程，第1個(gè)方程用于滿足給定基波電壓，其余N-1個(gè)方程用于消除對(duì)應(yīng)的目標(biāo)諧波。在實(shí)際求解過(guò)程中，開(kāi)關(guān)角數(shù)量按照載波比要求在[14]周期內(nèi)隨機(jī)分布，造成開(kāi)關(guān)角數(shù)量多，求解難度大。又因?yàn)楦咚匐姍C(jī)電感小的特征，電機(jī)對(duì)低次電流諧波的濾波效果變差，使得低次電流諧波對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性造成嚴(yán)重影響。

1.2" 改進(jìn)SHEPWM調(diào)制的數(shù)學(xué)建模

為解決SHEPWM開(kāi)關(guān)角數(shù)量多的問(wèn)題，并抑制低次電流諧波，提出一種改進(jìn)的SHEPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法將調(diào)制區(qū)間均分，且調(diào)制波脈波的開(kāi)通角度和關(guān)斷角度對(duì)稱分布，其相電壓波形如圖1所示。

首先以調(diào)制波[14]周期為分析對(duì)象，根據(jù)[14]周期內(nèi)調(diào)制波脈波數(shù)量，先將[0，[p2]]區(qū)間平均分為k個(gè)小區(qū)間，每個(gè)區(qū)間大小為[ω=π2k]，再將電流諧波均勻分布在調(diào)制區(qū)間內(nèi)。

圖1a）為低電平模式，No為開(kāi)通角個(gè)數(shù)，[θoi]為開(kāi)通角度，[θ′oi]為對(duì)應(yīng)的關(guān)斷角度，[ω]為小區(qū)間邊界點(diǎn)。圖1b）為高電平模式，初始開(kāi)通角度為0，Nc為關(guān)斷角個(gè)數(shù)，[θci]為開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷角度，[θ′ci]為相鄰下一脈波開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)通角度。

為保證每個(gè)區(qū)間內(nèi)存在一個(gè)脈波，在低電平模式中，開(kāi)通角度個(gè)數(shù)No=k。且當(dāng)前脈波的關(guān)斷角度[θ′oi]與下一脈波的開(kāi)通角度[θoi+1]關(guān)于[iω']對(duì)稱，則每個(gè)脈波的關(guān)斷角度通的計(jì)算公式如下：

[θ′oi=2iω-θoi+1=πiNo-θoi+1] （4）

在高電平模式中，關(guān)斷角個(gè)數(shù)Nc=k-1。當(dāng)前脈波的關(guān)斷角度[θci]與下一脈波的開(kāi)通角度[θ′ci]關(guān)于[iω]對(duì)稱，每個(gè)脈波的開(kāi)通角度計(jì)算公式如下：

[θ′ci=2iω-θci=πiNc+1-θci] （5）

表1給出了[14]周期小區(qū)間個(gè)數(shù)、開(kāi)通或關(guān)斷角個(gè)數(shù)和周期載波比之間的關(guān)系。

由表1可知，獲取相同載波比時(shí)，改進(jìn)調(diào)制方法所需開(kāi)關(guān)角數(shù)量更少，有利于開(kāi)關(guān)角的求解。與SHEPWM的電壓方程建模思想相同，改進(jìn)SHEPWM調(diào)制方法的諧波電壓幅值方程為：

[Uln=-2Udcnπ1-2i=1Ncos（nθoi）+" " " "2i=1N-1cosnπiN-θoi+1Uhn=2Udcnπ1-2i=1Ncos（nθci）+" " " " " "2i=1NcosnπiN+1-θci] （6）

式中：Uln、Uhn分別為起始低電平和高電平的n次諧波幅值；N為[14]周期內(nèi)開(kāi)通或關(guān)斷角的個(gè)數(shù)；[θoi]、[θci]分別為對(duì)應(yīng)模式下第i個(gè)開(kāi)通角度、第i個(gè)關(guān)斷角度。

1.3" 開(kāi)關(guān)角的計(jì)算與求解

以起始低電平調(diào)制波為例，根據(jù)諧波幅值與開(kāi)關(guān)角的方程組，定義調(diào)制比為：

[M=πU*12Udc] （7）

根據(jù)式（6）、式（7）得到各開(kāi)關(guān)角求解和消除特定次諧波方程組，如式（8）所示。

[Ul1=-2Udπ1-2i=1Ncosθoi+" " " " " " 2i=1N-1cosπiN-θoi+1=U*1Uln=-2Udnπ1-2i=1Ncosnθoi+" " " " " " 2i=1N-1cosnπiN-θoi+1=0] （8）

在高電平模式中，所求角度均為關(guān)斷角度，低電平模型式中均為開(kāi)通角度。公式（8）為非線性超越方程，采用牛頓迭代法或擬牛頓法等數(shù)值方法進(jìn)行求解。本文采用文獻(xiàn)[14]中使用的初值選取方法，在獲取初值后，使用Matlab等工具對(duì)公式（8）求解，并繪制開(kāi)關(guān)角隨調(diào)制比變化的曲線。圖2和圖3分別為調(diào)制波低電平模式和高電平模式下，N為2、3、4時(shí)，開(kāi)關(guān)角度隨調(diào)制比變化的曲線。

由圖2和圖3曲線可知，開(kāi)通角度與關(guān)斷角度均對(duì)稱分布。在求解過(guò)程中，減少了系統(tǒng)求解的未知參數(shù)，提高了調(diào)對(duì)稱性，有利于提高系統(tǒng)的求解速度，并便于開(kāi)通、關(guān)斷角度的計(jì)算。

2" 改進(jìn)調(diào)制方法下電機(jī)的電流諧波分析

對(duì)于交流電機(jī)負(fù)載，影響電機(jī)運(yùn)行性能的主要是電機(jī)負(fù)載中的電流。本文以同步電機(jī)為對(duì)象進(jìn)行電流諧波特性分析。

圖4為同步電機(jī)諧波等效電路圖。諧波電流幅值和諧波電壓幅值的關(guān)系為：

[In=UnnXs+nXl+Rs≈UnnωeLs，" " n=5，7，11，…] （9）

式中：In、Un分別為n次諧波電流、電壓幅值；Xs為電樞電抗；Xl為電機(jī)負(fù)載漏抗；[Rs]為電機(jī)負(fù)載電阻；[ωe]為電機(jī)角頻率。由于高速電機(jī)中電感非常小，當(dāng)電機(jī)在高速運(yùn)行時(shí)，電機(jī)中的定子和轉(zhuǎn)子電阻、電壓可以忽略不計(jì)，因此諧波電流只與電機(jī)中的電抗相關(guān)。

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圖2" 低電平模式下不同開(kāi)關(guān)角度隨調(diào)制比變化曲線

本文定義電流諧波畸變率為：

[THD=n=6k±1∞I2n，" k=1，2，…] （10）

將公式（9）代入，以[U1（ωeLs）]為基準(zhǔn)值進(jìn)行標(biāo)幺化，將標(biāo)幺化后值疊加作為加權(quán)的總諧波畸變，此變量可以反映諧波電流畸變的大小。定義總諧波畸變率（WTHD）公式為：

[WTHD=n=6k±1∞UnnU12=1Mn=6k±1∞U*nn2] （11）

式中[U*n]為標(biāo)幺化后電壓幅值。由于系統(tǒng)在控制上通常采用恒磁通控制，所以基值可認(rèn)為是常量，通過(guò)公式（11）可知，總諧波畸變的值由諧波次數(shù)與基于基值的標(biāo)幺化值相關(guān)。同樣，對(duì)諧波電流幅值進(jìn)行標(biāo)幺化，公式如下：

[I*n=UnnU1=1M·U*nn] （12）

將公式（6）中的電壓幅值代入公式（11）中，計(jì)算得到SHEPWM和改進(jìn)調(diào)制在5、9、11周期脈波下隨調(diào)制比變化的WTHD曲線，如圖5所示。由圖5可以看出，在同等脈波數(shù)下，改進(jìn)調(diào)制的WTHD明顯低于傳統(tǒng)SHEPWM，表明改進(jìn)調(diào)制方法具有更好的諧波抑制能力。

圖6分別給出了改進(jìn)調(diào)制高、低電平模式在不同開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)下，WTHD隨調(diào)制比變化的曲線。由圖可知，當(dāng)調(diào)制比較高時(shí)，在相同調(diào)制比下，隨著開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)的增加，WTHD值減小，表明電流諧波畸變減小。在圖6a）中以M=0.7為例，隨著開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)的增加，WTHD值分別為0.08、0.06、0.045，諧波含量逐漸降低；同時(shí)隨著調(diào)制比的增大，各開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)下調(diào)制都具有較好的諧波消除能力。雖然WTHD隨著調(diào)制比的增大而減小，但是受到最大調(diào)制比的限制，在實(shí)際應(yīng)用中會(huì)有局限性。

3" 仿真對(duì)比與結(jié)果分析

為了驗(yàn)證改進(jìn)調(diào)制方法對(duì)諧波抑制的效果，根據(jù)文中的計(jì)算結(jié)果和理論分析結(jié)果，使用Matlab/Simulink搭建SHEPWM和改進(jìn)調(diào)制方法下的仿真模型，并對(duì)不同開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)下的線電壓、相電流和WTHD進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真實(shí)驗(yàn)以高速永磁同步電機(jī)為研究對(duì)象，采用兩電平逆變器，表2為仿真時(shí)的同步電機(jī)參數(shù)。各開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)角度通過(guò)前文離線解析獲得，并制作成開(kāi)關(guān)表。設(shè)置基波頻率為500 Hz，在仿真時(shí)根據(jù)運(yùn)行狀態(tài)選擇合適的開(kāi)關(guān)角，控制逆變器輸出調(diào)制波。限于篇幅，只對(duì)比了改進(jìn)調(diào)制方法和SHEPWM在半周期內(nèi)，脈波數(shù)為7時(shí)相電壓、相電流波形和FFT的分析圖。

圖7、圖8分別為SHEPWM和改進(jìn)調(diào)制方法在半波為7脈波和M=0.7調(diào)制比下的相電壓和相電流波形圖，其中虛線內(nèi)為一個(gè)調(diào)制周期。從兩個(gè)相電流波形圖中可以看出，所提出的改進(jìn)調(diào)制方法的電流波形質(zhì)量更高，諧波含量更低，對(duì)諧波的抑制能力較好。

為研究?jī)煞N調(diào)制方法對(duì)諧波的抑制效果，圖9、圖10分別給出了SHEPWM和改進(jìn)調(diào)制方法在相同調(diào)制比和載波比下相電流的FFT分析圖。圖a）、圖b）分別為相電流全頻域諧波含量和10諧波以內(nèi)的低次諧波含量。SHEPWM和改進(jìn)調(diào)制在全頻域內(nèi)的總電流諧波畸變量分別為5.66%和4.01%，低次電流諧波畸變分別為0.41%和0.21%。通過(guò)對(duì)比發(fā)現(xiàn)，改進(jìn)調(diào)制方法具有較好的諧波抑制能力，對(duì)低次諧波的抑制效果更好，有助于提高電機(jī)運(yùn)行時(shí)的穩(wěn)定性。

以起始低電平模式為例，圖11給出在調(diào)制比M=0.7，開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)N=2、3、4時(shí)，低次電流諧波的FFT分析圖，其電流諧波畸變值分別為2.43%、0.54%和0.21%。隨著開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)的增加，載波比增加，輸出波形質(zhì)量得到改善，總諧波畸變減少，低次電流諧波得到抑制。

以半周期7脈波為例，圖12給出了在4個(gè)開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)下，調(diào)制比M=0.3、0.5、0.7、0.8時(shí)電流低次諧波的FFT分析。

由圖12可以看出，各調(diào)制比的諧波畸變分別為0.88%、0.39%、0.21%和0.18%，隨著調(diào)制比的增大，低次電流諧波含量逐漸減少。當(dāng)調(diào)制比大于0.7時(shí)，系統(tǒng)中低次電流諧波含量衰減幅度降低。

通過(guò)對(duì)比圖11、圖12可知，所提的調(diào)制方法具有更好的低次電流諧波抑制能力，進(jìn)而能夠降低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，是針對(duì)高速電機(jī)低載波比和開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)頻率受限情況下一種有效的調(diào)制方法。通過(guò)分析圖11和圖12可知，開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)和調(diào)制比的增大都能夠減小電流諧波。

4" 結(jié)" 論

本文針對(duì)高速電機(jī)在低載波比條件下電流諧波大的問(wèn)題，提出了一種降低低次電流諧波的改進(jìn)SHEPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法將調(diào)制區(qū)間均分，每個(gè)區(qū)間內(nèi)確保調(diào)制波存在；且開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)通和關(guān)斷角度具有對(duì)稱性，將諧波能量均勻分布，以達(dá)到降低電流諧波的效果。文中建立了諧波電壓幅值方程、開(kāi)關(guān)角求解方程和電流諧波總畸變率，通過(guò)離線解析方程繪制了開(kāi)關(guān)角度隨調(diào)制比變化的曲線圖。

仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與SHEPWM技術(shù)相比，改進(jìn)的脈寬調(diào)制方法的優(yōu)點(diǎn)如下。

1） 在相同的載波比下，求解的開(kāi)關(guān)角度數(shù)量更少，可以提高求解速度；低次電流諧波含量相對(duì)更低，如在載波比為15、調(diào)制比為0.7情況下，低次電流諧波含量減少0.2%。

2） 當(dāng)載波比不變時(shí)，隨著調(diào)制比的增加，低次電流諧波含量逐漸減少。

3） 當(dāng)調(diào)制比不變時(shí)，隨著載波比的增加，低次電流諧波含量逐漸減少。因此，在實(shí)驗(yàn)時(shí)，需要根據(jù)實(shí)際情況合理選擇載波比和調(diào)制比，以期達(dá)到最佳的諧波抑制效果。

注：本文通訊作者為劉劍。

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作者簡(jiǎn)介：張國(guó)強(qiáng)（1999—），男，山東德州人，碩士研究生，研究方向?yàn)楦咚儆来磐诫姍C(jī)驅(qū)動(dòng)控制。

劉" 劍（1982—），男，內(nèi)蒙古赤峰人，博士研究生，副教授，研究方向?yàn)橛来烹姍C(jī)驅(qū)動(dòng)控制與變流器調(diào)制理論。

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張紅旗（1968—），男，山東淄博人，工程師，研究方向?yàn)樘胤N電機(jī)數(shù)字分析。

DOI：10.16652/j.issn.1004?373x.2024.20.010

引用格式：張國(guó)強(qiáng)，劉劍，吳奎奎，等.一種抑制高速電機(jī)低次電流諧波的調(diào)制方法[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2024，47（20）：57?64.

收稿日期：2024?03?29" " " " " "修回日期：2024?04?30

基金項(xiàng)目：山東省重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃軍民融合類(lèi)（2023JMRH0303）