衛(wèi)星BCDR模塊雙向LLC諧振變換器拓?fù)溲芯?/h1>
2024-04-12 07:13:24張梟瑞趙欣博李楚薇
電源技術(shù) 2024年3期 關(guān)鍵詞：方法
張梟瑞，趙欣博，蔣 碩，趙 田，李楚薇
(中國空間技術(shù)研究院，北京 100094)
衛(wèi)星電源系統(tǒng)在各個(gè)飛行階段為衛(wèi)星的用電載荷提供電源，組成有：電源控制器(PCU)、太陽電池陣(SA)、蓄電池組(BAT)、配電單元和電纜網(wǎng)等，是一個(gè)系統(tǒng)非線性強(qiáng)、控制邏輯和保護(hù)環(huán)節(jié)眾多的復(fù)雜大型系統(tǒng)[1]，電源系統(tǒng)組成如圖1 所示。
圖1 衛(wèi)星電源系統(tǒng)組成
在電源系統(tǒng)中，蓄電池充放電調(diào)節(jié)模塊(BCDR)負(fù)責(zé)將母線能量儲(chǔ)存在蓄電池中或?qū)⑿铍姵啬芰酷尫诺侥妇€上，以平衡電源系統(tǒng)中的功率供需關(guān)系[2]，BCDR 中的主電路是功率變換器，承擔(dān)著升降壓的任務(wù)，是電源系統(tǒng)的重要組成部分。在如今衛(wèi)星功率需求越來越大的情況下，變換器既應(yīng)滿足系統(tǒng)工作穩(wěn)定性的要求，還應(yīng)盡可能地提升變換器的效率、功率密度等特性。目前BCDR 常用拓?fù)涫腔贐uck、Boost 電路改進(jìn)而來的。蓄電池進(jìn)行充放電時(shí)，Buck、Boost 電路分別進(jìn)行工作，這種拓?fù)淇刂品绞胶唵慰煽?，效率較高[3]。
近年來，雙向DC/DC 變換器在需要能量雙向流動(dòng)的場合展現(xiàn)了良好優(yōu)勢，主要應(yīng)用場合有：智能微電網(wǎng)、電動(dòng)汽車、太陽能充放電系統(tǒng)等[4-6]。這其中，LLC 諧振變換器能夠明顯降低開關(guān)損耗，提升功率變換器的效率和穩(wěn)定性，但LLC 諧振目前在航天、雙向等領(lǐng)域的研究還很少[7]。因此研究雙向LLC 諧振變換器如何應(yīng)用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器中、雙向工作時(shí)如何保持高效率運(yùn)行等問題就具有重要意義。
本文將開展對可適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的4 kW 雙向LLC 諧振DC/DC 變換器拓?fù)涞难芯考捌淇刂频膬?yōu)化設(shè)計(jì)，保證衛(wèi)星電源系統(tǒng)高效可靠運(yùn)行。
1 雙向LLC 諧振變換器拓?fù)浼霸?/h2>1.1 變換器拓?fù)?/h3>
文獻(xiàn)[7]提出了雙向全橋LLC 諧振變換器拓?fù)?，如圖2 所示。該拓?fù)渫ㄟ^增加輔助電感，實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)的同時(shí)，滿足正反向LLC 諧振，變換器在工作范圍內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通(ZVS)和零電流關(guān)斷(ZCS)。本文將利用該拓?fù)?，探究適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)計(jì)、控制方法，以進(jìn)一步提高變換器的效率以及電壓適應(yīng)范圍。
圖2 雙向全橋LLC 諧振變換器拓?fù)?/p>
變壓器高壓端(Vi)與母線相連，低壓端(Vo)與蓄電池相連。高壓MOS 管Si1～Si4的寄生電容為Ci1～Ci4，低 壓MOS 管So1～So4的寄生 電容為Co1～Co4。勵(lì)磁電感為Lm1，諧振電感為Lr，諧振電容為Cr。橋臂1、2、3、4 的中點(diǎn)分別為A、B、C、D 點(diǎn)。C、D 點(diǎn)之間增加了輔助電感Lm2。
該拓?fù)溆袃蓚€(gè)諧振頻率：一個(gè)為Lr和Cr參與的二元諧振頻率fr，另一個(gè)為Lr、Cr與Lm1或Lm2參與的三元諧振頻率fm，表達(dá)式如式(1)、(2)所示：
變換器正向工作時(shí)，能量從母線向蓄電池流動(dòng)，為蓄電池充電模式，Lm2參與到三元諧振中，Lm1使該側(cè)MOS 管實(shí)現(xiàn)ZVS。反向工作時(shí)，蓄電池向母線傳遞能量，為蓄電池放電模式。此時(shí)Lm1參與諧振，Lm2幫助MOS 管實(shí)現(xiàn)ZVS。
1.2 控制方法分析
控制方法決定了變換器的工作特性。本節(jié)介紹三種控制方法，分別是只控制四個(gè)開關(guān)管的變頻控制方法、控制八個(gè)開關(guān)管的同步等寬變頻控制方法以及同步整流控制方法。
1.2.1 變頻控制
變頻控制有四個(gè)MOS 管開關(guān)，另外四個(gè)MOS 管的體二極管提供電流通路。開關(guān)頻率不同時(shí)，變換器的電壓增益也不同。fsfr時(shí)處于降壓模式，此時(shí)高壓側(cè)ZVS 可以實(shí)現(xiàn)，但低壓側(cè)ZCS 無法實(shí)現(xiàn)[8]。
變頻控制只需控制四個(gè)MOS 管，并且可以實(shí)現(xiàn)ZVS 和ZCS。但是這種方法的電流流經(jīng)二極管，會(huì)產(chǎn)生較大損耗影響變換器效率。
1.2.2 同步等寬變頻控制
文獻(xiàn)[9]提出的同步等寬變頻方法控制八個(gè)MOS 管，同一橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，原副邊對應(yīng)MOS管驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同。fsfr時(shí)變換器處于降壓模式，所有MOS 管均實(shí)現(xiàn)ZVS，相比于變頻控制，低壓側(cè)具有較小的關(guān)斷電流損耗。
同步等寬變頻控制方法相比于變頻控制降低了開關(guān)損耗，但在升壓模式下出現(xiàn)了循環(huán)功率，導(dǎo)致電壓增益減小。
1.2.3 同步整流控制
文獻(xiàn)[10]提出了同步整流控制方法。該方法主要針對同步等寬變頻控制中存在的循環(huán)功率而做出改進(jìn)。在升壓模式下，低壓側(cè)同一橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，高壓側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)超前低壓側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)一個(gè)相位角，驅(qū)動(dòng)信號(hào)取決于高壓側(cè)H 橋輸入電流的過零點(diǎn)的位置。該方法可以消除循環(huán)功率，提高升壓模式下的電壓增益。
圖3 所示為變換器工作在同步整流升壓模式下的波形圖。工作原理如表1 所示。電流流通圖如圖4 所示。
表1 同步整流開關(guān)狀態(tài)分析
圖3 同步整流升壓波形
圖4 同步整流電流流通圖
1.3 電壓增益分析
以變頻控制為例，通過對圖2 的拓?fù)溥M(jìn)行基波等效分析，來進(jìn)行該拓?fù)涞膮?shù)設(shè)計(jì)，可得模型如圖5所示。
圖5 雙向LLC諧振變換器基波等效模型
通過對等效模型進(jìn)行分析，可以得到電壓增益表達(dá)式如式(3)所示[10]：
式中：特性阻抗Zr=；歸一化頻率fn=fs/fr；電感系數(shù)Ln=Lm/Lr；品質(zhì)因數(shù)Q=Zr/Req。
通過MATLAB 繪制電壓增益曲線如圖6 和圖7所示。曲線展示出在電感系數(shù)Ln固定的情況下，不同品質(zhì)因數(shù)Q對應(yīng)的電壓增益曲線。較小的Ln可以使相同Q值的電壓增益更大。但是較小的Ln會(huì)帶來較大的電流，使得Lm2損耗增大，因此需要在仿真中反復(fù)迭代確認(rèn)最終的參數(shù)。
圖6 Ln=3時(shí)，不同品質(zhì)因數(shù)Q生成的歸一化頻率fn-增益M曲線
圖7 Ln=5時(shí)，不同品質(zhì)因數(shù)Q生成的歸一化頻率fn-增益M曲線
同步等寬變頻控制的基波等效模型如圖8 所示，C、D 點(diǎn)電壓和電流之間產(chǎn)生的相位角導(dǎo)致了循環(huán)功率的產(chǎn)生。由前文分析可知，相位角僅發(fā)生在開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí)，因此當(dāng)開關(guān)頻率大于諧振頻率時(shí)，相位角為0，此時(shí)的電壓增益與式(3)完全一致。同樣，同步整流控制方法下，C、D 點(diǎn)電壓和電流之間不存在相位角，電壓增益也與式(3)完全一致。
圖8 同步等寬變頻控制基波等效模型
2 仿真驗(yàn)證
本節(jié)在前文拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理的基礎(chǔ)上，進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)驗(yàn)證。文獻(xiàn)[9]提出的同步等寬控制方法因存在循環(huán)功率的問題導(dǎo)致變換器電壓增益降低。文獻(xiàn)[11]提出的變頻-移相控制方法雖然解決了循環(huán)功率的問題，但變換器只能完成單向能量流動(dòng)。文獻(xiàn)[8]提出的變頻-移相控制方法既可以實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)，也能解決循環(huán)功率的問題，但是電流流過體二極管后仍然會(huì)造成較大的損耗。因此，本文提出一種適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的雙向LLC 諧振變換器同步整流-同步等寬的變頻控制方法，解決了傳統(tǒng)控制方法開關(guān)損耗大、存在循環(huán)功率、能量無法雙向流動(dòng)的問題，提高了變換器的電壓增益，擴(kuò)大了變換器的電壓適應(yīng)范圍。
2.1 參數(shù)設(shè)計(jì)
該雙向DC/DC 變換器基本參數(shù)設(shè)計(jì)如表2 所示。
表2 雙向LLC 諧振變換器參數(shù)
2.2 充放電調(diào)節(jié)器仿真驗(yàn)證
2.2.1 控制環(huán)路以及整體仿真波形
為了驗(yàn)證同步整流結(jié)合同步等寬控制方法的正確性和優(yōu)勢，在PSIM 軟件中搭建了仿真模型?？刂骗h(huán)路原理如圖9 所示。該控制環(huán)路通過電壓電流雙閉環(huán)控制，將電壓差或電流差轉(zhuǎn)變?yōu)轭l率信號(hào)。控制策略模塊具有電流過零點(diǎn)檢測功能，可以實(shí)現(xiàn)同步整流控制和同步等寬控制，最終輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)。本文拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)衛(wèi)星調(diào)節(jié)器充電和放電兩種模式的切換，實(shí)現(xiàn)蓄電池側(cè)的恒流和恒壓充電控制以及模式切換，在充電模式下還可以控制拓?fù)溥M(jìn)入Taper充電模式。仿真模型控制結(jié)構(gòu)如圖10 所示。
圖9 控制環(huán)路原理圖
圖10 仿真模型閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖
圖11 給出了母線電壓100 V，蓄電池電壓90 V，拓?fù)湓? kW 滿載情況下的充放電波形圖。0.04 s前，能量從母線向蓄電池流動(dòng)，進(jìn)行蓄電池充電，該過程為降壓模式，采用同步等寬變頻控制方法。其中，母線電壓Ui為100 V，輸入電流Ii平均值為20.9 A，副邊輸出電壓Uo為90 V，輸出電流Io為22.3 A，充電效率大于96%；0.04 s 后，能量從蓄電池向母線流動(dòng)，進(jìn)行蓄電池放電，該過程為升壓模式采用同步整流控制方法。其中，蓄電池放電電壓Uo為90 V，放電電流Io為22.3 A，輸出電壓Ui為100 V，輸出電流Ii平均值為19.3 A，放電效率也大于96%。
圖11 充放電調(diào)節(jié)器輸入輸出電壓電流波形圖
2.2.2 軟開關(guān)特性分析
當(dāng)衛(wèi)星處于地影期時(shí)，需要蓄電池向母線放電以維持母線電壓穩(wěn)定，變換器應(yīng)處于升壓模式，此時(shí)變換器開關(guān)頻率小于諧振頻率，變換器進(jìn)行同步整流。
圖12 給出了變換器的軟開關(guān)特性。此時(shí)變換器輸入為90 V，輸出為100 V。圖12(a)給出了諧振情況。諧振電容Cr的電壓呈近似理想的正弦波形，諧振電感Lr上的諧振電流因寄生振蕩現(xiàn)象產(chǎn)生了微小波動(dòng)。圖12(b)給出了蓄電池側(cè)的ZVS 情況，MOS 管兩端電壓Vq1上升之前，驅(qū)動(dòng)信號(hào)S1己經(jīng)降為0，實(shí)現(xiàn)了ZVS。圖12(c)給出了母線側(cè)ZVS 實(shí)現(xiàn)情況，在MOS 管兩端電壓Vq5上升之前，驅(qū)動(dòng)信號(hào)M1己經(jīng)降為0，實(shí)現(xiàn)了ZVS。電壓信號(hào)的振蕩仍然是受寄生電容的影響，但不影響變換器的效率以及ZVS 的實(shí)現(xiàn)。圖12(d)給出了母線側(cè)的ZCS 實(shí)現(xiàn)情況，可見流過MOS 管的電流是在兩端電壓降為0 之后才流通，實(shí)現(xiàn)了ZCS。
圖12 充放電調(diào)節(jié)器升壓模式波形圖
當(dāng)衛(wèi)星處于光照期時(shí)，衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器應(yīng)處于降壓充電模式，此時(shí)變換器采用同步等寬變頻控制，開關(guān)頻率大于諧振頻率，圖13 給出了變換器的軟開關(guān)特性以及諧振波形。此時(shí)變換器輸入為100 V，輸出為90 V?？梢妰蓚?cè)MOS 管均實(shí)現(xiàn)ZVS，且由于電流不流經(jīng)體二極管，損耗較小。
圖13 充放電調(diào)節(jié)器降壓模式波形圖
同時(shí)，該仿真模型在母線電壓100 V，蓄電池在70～90 V 范圍內(nèi)，全部可以實(shí)現(xiàn)預(yù)期的電壓增益，并可以實(shí)現(xiàn)全部MOS 管ZVS 和ZCS。其中，變換器正反向運(yùn)行時(shí)，不同電壓條件下的變換器關(guān)鍵點(diǎn)運(yùn)行參數(shù)及效率如表3 所示。由表3 可知，在蓄電池70～90 V 范圍內(nèi)，本文拓?fù)涞某浞烹娖骄蚀笥?6%。變換器在全部范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS 和ZCS，且有較小的關(guān)斷電流。
表3 全部電壓范圍內(nèi)的關(guān)鍵點(diǎn)參數(shù)
2.2.3 蓄電池充電模式分析
在本文拓?fù)渲?，設(shè)定蓄電池的正常充電電壓范圍為70～90 V，充電全過程均可滿足LLC 諧振軟開關(guān)并實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的電壓增益，其中，恒壓充電電壓設(shè)置范圍為80～90 V。充電過程中，當(dāng)電壓達(dá)到設(shè)定的恒壓充電電壓值后，充電電流在恒流充電電流值基礎(chǔ)上自動(dòng)降低以維持恒壓，此時(shí)進(jìn)入Taper 充電模式。如圖14 所示即為Taper 充電曲線，蓄電池先進(jìn)行恒流充電，充電電流值為20 A，此時(shí)蓄電池電壓逐漸上升。當(dāng)蓄電池電壓達(dá)到設(shè)定的恒壓充電電壓值(90 V)后，充電電流曲線以階梯狀下降。最終完成蓄電池的充電全過程。
圖14 Taper模式充電曲線
3 結(jié)論
本文通過分析雙向LLC 諧振變換器的特性，提出一種適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的功率變換器拓?fù)洌岢鲆环N同步整流-同步等寬變頻控制方法，在適應(yīng)了衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器電壓范圍的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)，并較傳統(tǒng)控制方法顯著提升了效率，得到以下結(jié)論：(1)設(shè)計(jì)的拓?fù)浼翱刂品椒M足了衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)電壓、功率要求；(2)提出的控制方法實(shí)現(xiàn)了變換器全范圍ZVS 和ZCS，達(dá)到理論最高效率；(3)設(shè)計(jì)的變換器實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)，且實(shí)現(xiàn)了蓄電池Taper 充電模式，為未來的工程實(shí)踐奠定了基礎(chǔ)。
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圖1 衛(wèi)星電源系統(tǒng)組成
在電源系統(tǒng)中，蓄電池充放電調(diào)節(jié)模塊(BCDR)負(fù)責(zé)將母線能量儲(chǔ)存在蓄電池中或?qū)⑿铍姵啬芰酷尫诺侥妇€上，以平衡電源系統(tǒng)中的功率供需關(guān)系[2]，BCDR 中的主電路是功率變換器，承擔(dān)著升降壓的任務(wù)，是電源系統(tǒng)的重要組成部分。在如今衛(wèi)星功率需求越來越大的情況下，變換器既應(yīng)滿足系統(tǒng)工作穩(wěn)定性的要求，還應(yīng)盡可能地提升變換器的效率、功率密度等特性。目前BCDR 常用拓?fù)涫腔贐uck、Boost 電路改進(jìn)而來的。蓄電池進(jìn)行充放電時(shí)，Buck、Boost 電路分別進(jìn)行工作，這種拓?fù)淇刂品绞胶唵慰煽?，效率較高[3]。
近年來，雙向DC/DC 變換器在需要能量雙向流動(dòng)的場合展現(xiàn)了良好優(yōu)勢，主要應(yīng)用場合有：智能微電網(wǎng)、電動(dòng)汽車、太陽能充放電系統(tǒng)等[4-6]。這其中，LLC 諧振變換器能夠明顯降低開關(guān)損耗，提升功率變換器的效率和穩(wěn)定性，但LLC 諧振目前在航天、雙向等領(lǐng)域的研究還很少[7]。因此研究雙向LLC 諧振變換器如何應(yīng)用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器中、雙向工作時(shí)如何保持高效率運(yùn)行等問題就具有重要意義。
本文將開展對可適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的4 kW 雙向LLC 諧振DC/DC 變換器拓?fù)涞难芯考捌淇刂频膬?yōu)化設(shè)計(jì)，保證衛(wèi)星電源系統(tǒng)高效可靠運(yùn)行。
1 雙向LLC 諧振變換器拓?fù)浼霸?/h2>1.1 變換器拓?fù)?/h3>
文獻(xiàn)[7]提出了雙向全橋LLC 諧振變換器拓?fù)?，如圖2 所示。該拓?fù)渫ㄟ^增加輔助電感，實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)的同時(shí)，滿足正反向LLC 諧振，變換器在工作范圍內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通(ZVS)和零電流關(guān)斷(ZCS)。本文將利用該拓?fù)?，探究適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)計(jì)、控制方法，以進(jìn)一步提高變換器的效率以及電壓適應(yīng)范圍。
圖2 雙向全橋LLC 諧振變換器拓?fù)?/p>
變壓器高壓端(Vi)與母線相連，低壓端(Vo)與蓄電池相連。高壓MOS 管Si1～Si4的寄生電容為Ci1～Ci4，低 壓MOS 管So1～So4的寄生 電容為Co1～Co4。勵(lì)磁電感為Lm1，諧振電感為Lr，諧振電容為Cr。橋臂1、2、3、4 的中點(diǎn)分別為A、B、C、D 點(diǎn)。C、D 點(diǎn)之間增加了輔助電感Lm2。
該拓?fù)溆袃蓚€(gè)諧振頻率：一個(gè)為Lr和Cr參與的二元諧振頻率fr，另一個(gè)為Lr、Cr與Lm1或Lm2參與的三元諧振頻率fm，表達(dá)式如式(1)、(2)所示：
變換器正向工作時(shí)，能量從母線向蓄電池流動(dòng)，為蓄電池充電模式，Lm2參與到三元諧振中，Lm1使該側(cè)MOS 管實(shí)現(xiàn)ZVS。反向工作時(shí)，蓄電池向母線傳遞能量，為蓄電池放電模式。此時(shí)Lm1參與諧振，Lm2幫助MOS 管實(shí)現(xiàn)ZVS。
1.2 控制方法分析
控制方法決定了變換器的工作特性。本節(jié)介紹三種控制方法，分別是只控制四個(gè)開關(guān)管的變頻控制方法、控制八個(gè)開關(guān)管的同步等寬變頻控制方法以及同步整流控制方法。
1.2.1 變頻控制
變頻控制有四個(gè)MOS 管開關(guān)，另外四個(gè)MOS 管的體二極管提供電流通路。開關(guān)頻率不同時(shí)，變換器的電壓增益也不同。fs
變頻控制只需控制四個(gè)MOS 管，并且可以實(shí)現(xiàn)ZVS 和ZCS。但是這種方法的電流流經(jīng)二極管，會(huì)產(chǎn)生較大損耗影響變換器效率。
1.2.2 同步等寬變頻控制
文獻(xiàn)[9]提出的同步等寬變頻方法控制八個(gè)MOS 管，同一橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，原副邊對應(yīng)MOS管驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同。fs
同步等寬變頻控制方法相比于變頻控制降低了開關(guān)損耗，但在升壓模式下出現(xiàn)了循環(huán)功率，導(dǎo)致電壓增益減小。
1.2.3 同步整流控制
文獻(xiàn)[10]提出了同步整流控制方法。該方法主要針對同步等寬變頻控制中存在的循環(huán)功率而做出改進(jìn)。在升壓模式下，低壓側(cè)同一橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，高壓側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)超前低壓側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)一個(gè)相位角，驅(qū)動(dòng)信號(hào)取決于高壓側(cè)H 橋輸入電流的過零點(diǎn)的位置。該方法可以消除循環(huán)功率，提高升壓模式下的電壓增益。
圖3 所示為變換器工作在同步整流升壓模式下的波形圖。工作原理如表1 所示。電流流通圖如圖4 所示。
表1 同步整流開關(guān)狀態(tài)分析
圖3 同步整流升壓波形
圖4 同步整流電流流通圖
1.3 電壓增益分析
以變頻控制為例，通過對圖2 的拓?fù)溥M(jìn)行基波等效分析，來進(jìn)行該拓?fù)涞膮?shù)設(shè)計(jì)，可得模型如圖5所示。
圖5 雙向LLC諧振變換器基波等效模型
通過對等效模型進(jìn)行分析，可以得到電壓增益表達(dá)式如式(3)所示[10]：
式中：特性阻抗Zr=；歸一化頻率fn=fs/fr；電感系數(shù)Ln=Lm/Lr；品質(zhì)因數(shù)Q=Zr/Req。
通過MATLAB 繪制電壓增益曲線如圖6 和圖7所示。曲線展示出在電感系數(shù)Ln固定的情況下，不同品質(zhì)因數(shù)Q對應(yīng)的電壓增益曲線。較小的Ln可以使相同Q值的電壓增益更大。但是較小的Ln會(huì)帶來較大的電流，使得Lm2損耗增大，因此需要在仿真中反復(fù)迭代確認(rèn)最終的參數(shù)。
圖6 Ln=3時(shí)，不同品質(zhì)因數(shù)Q生成的歸一化頻率fn-增益M曲線
圖7 Ln=5時(shí)，不同品質(zhì)因數(shù)Q生成的歸一化頻率fn-增益M曲線
同步等寬變頻控制的基波等效模型如圖8 所示，C、D 點(diǎn)電壓和電流之間產(chǎn)生的相位角導(dǎo)致了循環(huán)功率的產(chǎn)生。由前文分析可知，相位角僅發(fā)生在開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí)，因此當(dāng)開關(guān)頻率大于諧振頻率時(shí)，相位角為0，此時(shí)的電壓增益與式(3)完全一致。同樣，同步整流控制方法下，C、D 點(diǎn)電壓和電流之間不存在相位角，電壓增益也與式(3)完全一致。
圖8 同步等寬變頻控制基波等效模型
2 仿真驗(yàn)證
本節(jié)在前文拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理的基礎(chǔ)上，進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)驗(yàn)證。文獻(xiàn)[9]提出的同步等寬控制方法因存在循環(huán)功率的問題導(dǎo)致變換器電壓增益降低。文獻(xiàn)[11]提出的變頻-移相控制方法雖然解決了循環(huán)功率的問題，但變換器只能完成單向能量流動(dòng)。文獻(xiàn)[8]提出的變頻-移相控制方法既可以實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)，也能解決循環(huán)功率的問題，但是電流流過體二極管后仍然會(huì)造成較大的損耗。因此，本文提出一種適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的雙向LLC 諧振變換器同步整流-同步等寬的變頻控制方法，解決了傳統(tǒng)控制方法開關(guān)損耗大、存在循環(huán)功率、能量無法雙向流動(dòng)的問題，提高了變換器的電壓增益，擴(kuò)大了變換器的電壓適應(yīng)范圍。
2.1 參數(shù)設(shè)計(jì)
該雙向DC/DC 變換器基本參數(shù)設(shè)計(jì)如表2 所示。
表2 雙向LLC 諧振變換器參數(shù)
2.2 充放電調(diào)節(jié)器仿真驗(yàn)證
2.2.1 控制環(huán)路以及整體仿真波形
為了驗(yàn)證同步整流結(jié)合同步等寬控制方法的正確性和優(yōu)勢，在PSIM 軟件中搭建了仿真模型?？刂骗h(huán)路原理如圖9 所示。該控制環(huán)路通過電壓電流雙閉環(huán)控制，將電壓差或電流差轉(zhuǎn)變?yōu)轭l率信號(hào)。控制策略模塊具有電流過零點(diǎn)檢測功能，可以實(shí)現(xiàn)同步整流控制和同步等寬控制，最終輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)。本文拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)衛(wèi)星調(diào)節(jié)器充電和放電兩種模式的切換，實(shí)現(xiàn)蓄電池側(cè)的恒流和恒壓充電控制以及模式切換，在充電模式下還可以控制拓?fù)溥M(jìn)入Taper充電模式。仿真模型控制結(jié)構(gòu)如圖10 所示。
圖9 控制環(huán)路原理圖
圖10 仿真模型閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖
圖11 給出了母線電壓100 V，蓄電池電壓90 V，拓?fù)湓? kW 滿載情況下的充放電波形圖。0.04 s前，能量從母線向蓄電池流動(dòng)，進(jìn)行蓄電池充電，該過程為降壓模式，采用同步等寬變頻控制方法。其中，母線電壓Ui為100 V，輸入電流Ii平均值為20.9 A，副邊輸出電壓Uo為90 V，輸出電流Io為22.3 A，充電效率大于96%；0.04 s 后，能量從蓄電池向母線流動(dòng)，進(jìn)行蓄電池放電，該過程為升壓模式采用同步整流控制方法。其中，蓄電池放電電壓Uo為90 V，放電電流Io為22.3 A，輸出電壓Ui為100 V，輸出電流Ii平均值為19.3 A，放電效率也大于96%。
圖11 充放電調(diào)節(jié)器輸入輸出電壓電流波形圖
2.2.2 軟開關(guān)特性分析
當(dāng)衛(wèi)星處于地影期時(shí)，需要蓄電池向母線放電以維持母線電壓穩(wěn)定，變換器應(yīng)處于升壓模式，此時(shí)變換器開關(guān)頻率小于諧振頻率，變換器進(jìn)行同步整流。
圖12 給出了變換器的軟開關(guān)特性。此時(shí)變換器輸入為90 V，輸出為100 V。圖12(a)給出了諧振情況。諧振電容Cr的電壓呈近似理想的正弦波形，諧振電感Lr上的諧振電流因寄生振蕩現(xiàn)象產(chǎn)生了微小波動(dòng)。圖12(b)給出了蓄電池側(cè)的ZVS 情況，MOS 管兩端電壓Vq1上升之前，驅(qū)動(dòng)信號(hào)S1己經(jīng)降為0，實(shí)現(xiàn)了ZVS。圖12(c)給出了母線側(cè)ZVS 實(shí)現(xiàn)情況，在MOS 管兩端電壓Vq5上升之前，驅(qū)動(dòng)信號(hào)M1己經(jīng)降為0，實(shí)現(xiàn)了ZVS。電壓信號(hào)的振蕩仍然是受寄生電容的影響，但不影響變換器的效率以及ZVS 的實(shí)現(xiàn)。圖12(d)給出了母線側(cè)的ZCS 實(shí)現(xiàn)情況，可見流過MOS 管的電流是在兩端電壓降為0 之后才流通，實(shí)現(xiàn)了ZCS。
圖12 充放電調(diào)節(jié)器升壓模式波形圖
當(dāng)衛(wèi)星處于光照期時(shí)，衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器應(yīng)處于降壓充電模式，此時(shí)變換器采用同步等寬變頻控制，開關(guān)頻率大于諧振頻率，圖13 給出了變換器的軟開關(guān)特性以及諧振波形。此時(shí)變換器輸入為100 V，輸出為90 V?？梢妰蓚?cè)MOS 管均實(shí)現(xiàn)ZVS，且由于電流不流經(jīng)體二極管，損耗較小。
圖13 充放電調(diào)節(jié)器降壓模式波形圖
同時(shí)，該仿真模型在母線電壓100 V，蓄電池在70～90 V 范圍內(nèi)，全部可以實(shí)現(xiàn)預(yù)期的電壓增益，并可以實(shí)現(xiàn)全部MOS 管ZVS 和ZCS。其中，變換器正反向運(yùn)行時(shí)，不同電壓條件下的變換器關(guān)鍵點(diǎn)運(yùn)行參數(shù)及效率如表3 所示。由表3 可知，在蓄電池70～90 V 范圍內(nèi)，本文拓?fù)涞某浞烹娖骄蚀笥?6%。變換器在全部范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS 和ZCS，且有較小的關(guān)斷電流。
表3 全部電壓范圍內(nèi)的關(guān)鍵點(diǎn)參數(shù)
2.2.3 蓄電池充電模式分析
在本文拓?fù)渲?，設(shè)定蓄電池的正常充電電壓范圍為70～90 V，充電全過程均可滿足LLC 諧振軟開關(guān)并實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的電壓增益，其中，恒壓充電電壓設(shè)置范圍為80～90 V。充電過程中，當(dāng)電壓達(dá)到設(shè)定的恒壓充電電壓值后，充電電流在恒流充電電流值基礎(chǔ)上自動(dòng)降低以維持恒壓，此時(shí)進(jìn)入Taper 充電模式。如圖14 所示即為Taper 充電曲線，蓄電池先進(jìn)行恒流充電，充電電流值為20 A，此時(shí)蓄電池電壓逐漸上升。當(dāng)蓄電池電壓達(dá)到設(shè)定的恒壓充電電壓值(90 V)后，充電電流曲線以階梯狀下降。最終完成蓄電池的充電全過程。
圖14 Taper模式充電曲線
3 結(jié)論
本文通過分析雙向LLC 諧振變換器的特性，提出一種適用于衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器的功率變換器拓?fù)洌岢鲆环N同步整流-同步等寬變頻控制方法，在適應(yīng)了衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)器電壓范圍的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)，并較傳統(tǒng)控制方法顯著提升了效率，得到以下結(jié)論：(1)設(shè)計(jì)的拓?fù)浼翱刂品椒M足了衛(wèi)星充放電調(diào)節(jié)電壓、功率要求；(2)提出的控制方法實(shí)現(xiàn)了變換器全范圍ZVS 和ZCS，達(dá)到理論最高效率；(3)設(shè)計(jì)的變換器實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)，且實(shí)現(xiàn)了蓄電池Taper 充電模式，為未來的工程實(shí)踐奠定了基礎(chǔ)。
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