張躍為，于宗光，陸皆晟

（1.江南大學(xué)物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院，江蘇無錫 214122；2.中科芯集成電路有限公司，江蘇無錫 214072）

0 引言

軟件無線電中的數(shù)字化處理系統(tǒng)離天線非常近，所以整個(gè)系統(tǒng)對數(shù)字接收端的接口傳輸速率要求較高。傳統(tǒng)的通信硬件架構(gòu)中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）會使用各種不同的器件作為物理層去驅(qū)動(dòng)信號[1]，如串并行CMOS 信號、低電壓差分信號（LVDS）、低電壓正極性發(fā)射耦合邏輯（LVPECL）、電流模式邏輯（CML）等，并遵循特定的數(shù)據(jù)樣式和標(biāo)準(zhǔn)[2]，因此在基帶數(shù)據(jù)傳輸中，需要對FPGA 接口進(jìn)行設(shè)計(jì)以兼容驅(qū)動(dòng)ADC的特定器件，并且滿足對應(yīng)的數(shù)據(jù)格式和標(biāo)準(zhǔn)。在100 MHz 以下的低速數(shù)據(jù)接口中，單倍數(shù)據(jù)速率（SDR）CMOS 非常普遍[3]，目前主流的基于CMOS 的通信接口有串行端口（SPORT）、集成電路互連總線（I2C）、串行外設(shè)接口（SPI）、通用異步收發(fā)器（UART）等，通過特定的接口協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)可大幅降低接口的開發(fā)難度與成本[4]。但CMOS 的高低電平擺動(dòng)幅度大，電平狀態(tài)的切換時(shí)間長，不適用于傳輸速率高于100 MHz的信號；輸出信號為單端信號，信號傳輸過程中易被干擾[5]；通信接口存在功耗高的問題，即使COMS 器件的靜態(tài)功耗較低，由于電平轉(zhuǎn)換的范圍較大，這些CMOS 接口產(chǎn)生的動(dòng)態(tài)功耗也較高[6]。在100 MHz 以上的高速數(shù)據(jù)接口中，目前主流的接口標(biāo)準(zhǔn)為聯(lián)合電子器件工程委員會204 標(biāo)準(zhǔn)（JESD204），數(shù)據(jù)速率可達(dá)12.5 GB/s[7]，具有抗干擾能力強(qiáng)、低功耗、高速傳輸?shù)忍攸c(diǎn)，用于單一主機(jī)（如FPGA 或ASIC 等）與一個(gè)或多個(gè)ADC 之間的高速串行鏈路。但為實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)幀的傳輸，JESD204 需要的資源遠(yuǎn)遠(yuǎn)多于簡單的LVDS或CMOS，并且需要使用更昂貴的FPGA，PCB 布線也更復(fù)雜[8]。

為了滿足高速率、高可靠、可配置等需求，同時(shí)兼顧成本和功耗的問題，本文針對“AD936x+ZYNQ”的軟件無線電架構(gòu)，設(shè)計(jì)了一種高效的無線通信數(shù)字基帶接口。該接口物理層采用簡單且低成本的并行LVDS 來發(fā)送數(shù)據(jù)[9]，數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)標(biāo)準(zhǔn)采用的是高速率的LVDS 雙倍數(shù)據(jù)速率（DDR）傳輸模式，該模式下的并行LVDS 的功耗低于CMOS[10]，該模式包含數(shù)據(jù)速率時(shí)鐘和幀時(shí)鐘，這兩個(gè)時(shí)鐘結(jié)合FPGA 中特有的DELAY、BUF 等延遲緩沖原語資源實(shí)現(xiàn)了差分轉(zhuǎn)換、幀數(shù)據(jù)同步、可配置延遲等模塊，這些模塊可保證系統(tǒng)的高可靠數(shù)據(jù)采集。

1 接口技術(shù)原理

1.1 LVDS DDR 數(shù)據(jù)傳輸協(xié)議

目前AD936x 和數(shù)字基帶處理器之間的數(shù)據(jù)接口有兩種常用的工作模式：標(biāo)準(zhǔn)CMOS 兼容模式與LVDS 兼容模式。在CMOS 模式下，接口的時(shí)鐘信號和數(shù)據(jù)信號均可以用單端信號線進(jìn)行傳輸，雖然簡化了端口信號，但在有噪聲的環(huán)境下，CMOS 模式容易出現(xiàn)共模噪聲、電磁干擾（EMI）等問題[11]；在LVDS 模式下，AD936x 擁有較強(qiáng)的靈活性和穩(wěn)定性，當(dāng)使用LVDS 接口作為數(shù)據(jù)傳輸接口時(shí)，更有助于自定義的ASIC 連接具有LVDS 功能的FPGA。LVDS 由于其差分特性，在對低串?dāng)_和共模特性有較高要求的應(yīng)用場景中優(yōu)勢明顯并且綜合成本較低，尤其在高速率、大容量數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中體現(xiàn)得更加明顯[12]。LVDS 的輸出電壓擺幅可以保持在300～400 mV，同時(shí)可以兼容低于2 V 的電壓；在信號傳輸過程中，其不僅抗干擾能力強(qiáng)，速率還可高達(dá)幾百M(fèi)B/s，并且功耗和噪聲干擾也很低。

由于高速率的需求，系統(tǒng)需要提高一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)可被采集的數(shù)據(jù)量，因此對于AD936x 和FPGA 之間的數(shù)據(jù)傳輸協(xié)議，接口主要采用LVDS DDR 數(shù)據(jù)傳輸模式，在單通道情況下，只需要兩個(gè)時(shí)鐘周期即可完成12 bit I/Q 數(shù)據(jù)傳輸，傳輸協(xié)議時(shí)序如圖1 所示。

圖1 傳輸協(xié)議時(shí)序

由圖1 可知，在接收幀信號rx_frame_p 為高時(shí)，消耗一個(gè)時(shí)鐘周期可接收到一個(gè)通道的高6 bit I/Q 數(shù)據(jù)；接收幀信號rx_frame_p 為低時(shí)，消耗一個(gè)時(shí)鐘周期可接收到一個(gè)通道的低6 bit I/Q 數(shù)據(jù)；在數(shù)據(jù)時(shí)鐘data_clk_p 的下降沿能夠采集到I 路數(shù)據(jù)而上升沿能夠接收Q 路數(shù)據(jù)，兩個(gè)時(shí)鐘沿即可采集到一個(gè)通道的I 路和Q 路的完整12 bit 數(shù)據(jù)。

1.2 基于CDR 的幀數(shù)據(jù)同步

當(dāng)時(shí)鐘頻率較高時(shí)，實(shí)際情況下會出現(xiàn)走線延遲，并行數(shù)據(jù)信號線的時(shí)序很難做到完美對齊，會有些相位的偏差。例如100 MHz 時(shí)鐘，一個(gè)時(shí)鐘周期只有10 ns，采樣波形如圖2 所示，數(shù)據(jù)線之間的時(shí)間延遲會對系統(tǒng)的數(shù)據(jù)接收產(chǎn)生一定的影響，因此將數(shù)據(jù)線的時(shí)序校正到可接收范圍內(nèi)非常關(guān)鍵[13]。為了確保幀時(shí)鐘能正確采集到數(shù)據(jù)，防止出現(xiàn)無法解碼的情況，本文引入了時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)技術(shù)（CDR）[14]，采用幀滑動(dòng)窗口觀察多組數(shù)據(jù)樣本。根據(jù)協(xié)議時(shí)序要求，模塊中設(shè)計(jì)了4 bit 的幀滑動(dòng)窗口。幀滑動(dòng)窗口若采集到4’b1100 或4’b0011，則滿足協(xié)議要求，可將12 bit 的I/Q數(shù)據(jù)緩存入寄存器，進(jìn)行數(shù)據(jù)處理；若采集到4’b1001或4’b0110，則說明數(shù)據(jù)信號在傳輸期間存在延遲，需要通過延遲模塊進(jìn)行相位偏移，直到初始相位對齊，為了確保數(shù)據(jù)采集的穩(wěn)定性，整個(gè)幀數(shù)據(jù)同步操作都會經(jīng)過鑒相編碼，以獲得最佳的采樣位置；若采集到的幀信號不滿足以上兩種情況，則可判斷為出現(xiàn)了失真等情況，不宜采樣。幀數(shù)據(jù)同步邏輯如圖3 所示。

圖2 采樣波形

圖3 幀數(shù)據(jù)同步邏輯

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)以ZYNQ 作為主控模塊，通過SPI 接口控制AD936x 射頻前端芯片完成各種收發(fā)通道參數(shù)的設(shè)置，實(shí)現(xiàn)射頻收發(fā)，利用FPGA 的內(nèi)部資源搭建AD936x 芯片與FPGA 內(nèi)部基帶數(shù)據(jù)處理模塊之間的數(shù)字基帶接口模塊。為了使該基帶接口模塊具有可配置性，通過ZYNQ 的高級可擴(kuò)展接口（AXI-Lite）實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘數(shù)據(jù)的延遲可配置；為了使該基帶接口模塊擁有高速抗干擾的性能，通過Xilinx FPGA 的輸入延遲單元（IDELAYE2）、輸入緩沖差分信號（IBUFDS）、帶有門控時(shí)鐘啟用的緩沖器（BUFGCE）等原語資源以及FPGA 內(nèi)部的邏輯運(yùn)算資源實(shí)現(xiàn)幀數(shù)據(jù)同步；接口設(shè)計(jì)所用的數(shù)據(jù)傳輸格式為LVDS DDR 模式，在此模式下，通過輸入雙倍速率器件（IDDR）實(shí)現(xiàn)了數(shù)據(jù)速率時(shí)鐘、幀時(shí)鐘和數(shù)據(jù)等信號從雙邊沿采集轉(zhuǎn)換至單邊沿采集的高效操作，整體系統(tǒng)架構(gòu)如圖4 所示。

圖4 整體系統(tǒng)架構(gòu)

2.1 LVDS 數(shù)字基帶接口模塊

為了滿足LVDS DDR 通信協(xié)議，AD936x 的數(shù)據(jù)送入FPGA 時(shí)，LVDS 數(shù)字基帶接口模塊需要將雙邊沿輸出數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成單邊沿?cái)?shù)據(jù)，Xilinx 提供的IDDR和ODDR 兩個(gè)原語便符合數(shù)據(jù)沿轉(zhuǎn)換的要求，主要通過IDDR 原語的SAME_EDGE_PIPELINE 模式來實(shí)現(xiàn)，IDDR 接口和數(shù)據(jù)采集時(shí)序如圖5 所示。

圖5 IDDR 接口及數(shù)據(jù)采集時(shí)序

為了確保接收端接收到的幀和數(shù)據(jù)與發(fā)送端一致，LVDS 數(shù)字基帶接口模塊在數(shù)據(jù)輸入端利用Xilinx FPGA 的延遲原語資源，通過CDR 技術(shù)實(shí)現(xiàn)幀數(shù)據(jù)同步，因此該模塊使用了Xilinx 的IDELAYE2 原語，并通過用AXI-Lite 接口實(shí)現(xiàn)PS 端的軟件配置的方式使其延遲值Idelay_d 的動(dòng)態(tài)可調(diào)節(jié)能力大大增強(qiáng)。AD936x 數(shù)字基帶接口架構(gòu)如圖6 所示。

圖6 AD936x 數(shù)字基帶接口架構(gòu)

2.2 幀數(shù)據(jù)同步模塊

在數(shù)據(jù)傳輸過程中，數(shù)據(jù)時(shí)鐘與幀數(shù)據(jù)之間的延遲比較大時(shí)，會出現(xiàn)數(shù)據(jù)無法被正確采集到的情況，為了解決該問題，接口設(shè)計(jì)引入了幀數(shù)據(jù)同步模塊，在數(shù)據(jù)輸入端采用CDR 技術(shù)實(shí)現(xiàn)幀數(shù)據(jù)同步。利用Xilinx FPGA 的IDELAYE2、IBUFDS、BUFGCE 等原語資源，幀數(shù)據(jù)同步模塊在接收端可以獲得靈活調(diào)整接收數(shù)據(jù)與數(shù)據(jù)時(shí)鐘/幀時(shí)鐘延遲的能力[15]。由于前面通過IDDR 實(shí)現(xiàn)了雙邊沿信號的單邊沿采集，因此在該模塊中的所有信號均采用單端信號，在開始輸入端采用IBUFDS 原語，將數(shù)據(jù)和時(shí)鐘均變?yōu)閱味诵盘?。每?dāng)data_clk 產(chǎn)生一次上升沿，通過一個(gè)4 bit 移位寄存器便可采集新的2 bit 接收幀信號rx_frame，實(shí)現(xiàn)幀滑動(dòng)窗口，用以檢查進(jìn)入該接口的幀信號是否滿足LVDS DDR 數(shù)據(jù)格式4’b1100 或4’b0011，若不滿足，則進(jìn)行邊沿檢測和邏輯判斷，并校正得到最佳數(shù)據(jù)采樣位置。當(dāng)時(shí)鐘與幀數(shù)據(jù)相位差較大時(shí)，需要通過IDELAYE2 原語對數(shù)據(jù)rx_data 和rx_frame 進(jìn)行多級延遲，該IDELAYE2 原語可進(jìn)行32 級延遲，延時(shí)分辨率由參考時(shí)鐘決定，該模塊采用FPGA 內(nèi)部的鎖相環(huán)生成的200 MHz 參考時(shí)鐘產(chǎn)生78 ps 分辨率的延遲。幀數(shù)據(jù)同步模塊結(jié)構(gòu)如圖7 所示。

圖7 幀數(shù)據(jù)同步模塊結(jié)構(gòu)

為了確定最佳數(shù)據(jù)采集位置所需要延遲的級數(shù)，在數(shù)據(jù)幀同步模塊中需要進(jìn)行鑒相編碼，由于共有32級延遲，因此可設(shè)置的編碼位數(shù)為5 bit，最大編碼值為31，當(dāng)采集到的幀信號為4’b1001 或4’b0110 時(shí)，設(shè)置編碼為0，之后的編碼值均為前一個(gè)編碼值加1，同時(shí)進(jìn)行與編碼值一樣的級數(shù)的延遲，直到采集到的幀信號為4’b1100 或4’b0011；為了確定正確信號的邊緣，可將當(dāng)前幀滑動(dòng)窗口值與上個(gè)時(shí)鐘沿采到的值進(jìn)行對比；確定了邊緣后，還需要對邊緣信號的編碼值進(jìn)行記錄、保存，并繼續(xù)進(jìn)行編碼延遲，直到獲得下一個(gè)邊緣信號，即可確定兩個(gè)邊緣中間時(shí)的編碼值，以獲得最佳采樣位置。幀數(shù)據(jù)滑動(dòng)窗口值同步前后時(shí)序如圖8 所示。

圖8 幀數(shù)據(jù)滑動(dòng)窗口值同步前后時(shí)序

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與分析

在實(shí)驗(yàn)室中采用ZYNQ-7020 和AD936x 的通用軟件無線電平臺對該接口進(jìn)行了測試。采用DDS IP核產(chǎn)生正弦波單音輸入信號，配置AD936x 內(nèi)部時(shí)鐘獲得同步采樣時(shí)鐘，通過JTAG 測試接口將該接口接收到的采樣數(shù)據(jù)在ILA 中顯示。采樣時(shí)鐘為80 MHz時(shí)，位寬為12 bit、頻率為780 kHz 的正弦波單音輸入信號的測試結(jié)果如圖9 所示，其中移位幀寄存器rx_frame_shift 用于獲取數(shù)據(jù)位的幀時(shí)鐘數(shù)據(jù)滑動(dòng)窗口，dac_data_q1 和dac_data_i1 是發(fā)送端數(shù)據(jù)時(shí)序波形，adc_data_q1 和adc_data_i1 是采樣數(shù)據(jù)時(shí)序波形，每兩個(gè)采樣時(shí)鐘周期可采集到I/Q 兩路共24 bit 數(shù)據(jù)，因此傳輸速率達(dá)到了120 MB/s。接口傳輸速率及誤碼測試結(jié)果如圖10 所示。

圖9 正弦波單音輸入信號的測試結(jié)果

圖10 接口傳輸速率及誤碼測試結(jié)果

4 結(jié)論

基于LVDS DDR 數(shù)據(jù)傳輸協(xié)議，本文提出了一種可進(jìn)行幀數(shù)據(jù)同步且可靈活配置調(diào)控的基帶數(shù)字接口模塊設(shè)計(jì)方法，并進(jìn)行了驗(yàn)證和測試。該模塊引用了Xilinx 的IDELAYE2、IBUFDS、IDDR 等原語模塊進(jìn)行差分與單端信號之間的高速設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了幀數(shù)據(jù)同步功能，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了使用ARM Cortex-A9 嵌入式硬核完成對AD936x 的初始化以及狀態(tài)的控制和參數(shù)的配置。此外，對該模塊進(jìn)行了單音正弦波信號的收發(fā)實(shí)驗(yàn)，通過ILA 觀測到了完整的收發(fā)數(shù)據(jù)，并通過采樣時(shí)鐘速率以及接收數(shù)據(jù)位數(shù)計(jì)算了該接口的傳輸速率，同時(shí)進(jìn)行了數(shù)據(jù)對比、計(jì)算了誤碼率。結(jié)果表明，傳輸速率達(dá)120 MB/s，未出現(xiàn)誤碼，接口模塊性能良好，進(jìn)一步提高了AD936x 的通信性能。