潘海鵬，李明華，江先志，潛衛(wèi)強(qiáng)

（1.浙江理工大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，浙江杭州 310018；2.浙江騰騰電氣有限公司，浙江溫州 325000）

隨著世界經(jīng)濟(jì)的不斷發(fā)展及化石能源的不斷消耗，高效利用干凈無污染的新能源成為了發(fā)展的重要內(nèi)容[1-2]。逆變器是在新能源發(fā)電中必不可少的電子設(shè)備[3-5]。蓄電池逆變器的控制方法主要分為兩種：第一種是在每個(gè)周期結(jié)束后計(jì)算該周期內(nèi)電壓有效值，并對(duì)該有效值進(jìn)行閉環(huán)控制；第二種是對(duì)正弦波電壓采集合適的點(diǎn)進(jìn)行閉環(huán)控制來重現(xiàn)正弦波。若采用方法一，在逆變器運(yùn)行過程中，若有大負(fù)載的連接或斷開，將導(dǎo)致系統(tǒng)電壓波動(dòng)較大；若采用方法二，當(dāng)逆變部分的直流母線電壓低于311 V 時(shí)，則輸出的純正弦波電壓將會(huì)出現(xiàn)削頂和削底現(xiàn)象。

1 高頻逆變器結(jié)構(gòu)分析

逆變器可以分為工頻逆變器和高頻逆變器[6]。工頻逆變器前級(jí)為逆變部分，后級(jí)采用工頻變壓器進(jìn)行升壓，該方式可以帶動(dòng)較大負(fù)載且控制電路簡潔、性能穩(wěn)定可靠，但其體積較大、性能低[7]；高頻逆變器采用電力電子技術(shù)應(yīng)用高頻變壓器進(jìn)行升壓，再進(jìn)行高頻逆變，該方式雖然電路復(fù)雜、控制難度大，但其因體積小巧以及性能優(yōu)越，越來越被廣泛使用[8]。在高頻逆變器方面，升壓主要有電荷泵升壓、Buck-Boost 升壓和開關(guān)電源升壓幾種方式。該文采用推挽開關(guān)電源升壓方式，該方式有升壓比大、電能轉(zhuǎn)換效率高、結(jié)構(gòu)簡單、控制方案成熟等優(yōu)點(diǎn)，適合將電壓較低的蓄電池升壓到高壓[9-10]。高頻逆變器的后級(jí)逆變也有多種控制方式，如雙Buck 單電感逆變方式[11]，但該方式實(shí)物成本較高，且電路相對(duì)復(fù)雜；目前，大多數(shù)逆變器都采用的是全橋逆變方式，該方式電路簡單、方便控制、便于調(diào)制正弦波[12-13]。

圖1 所示為當(dāng)前廣泛應(yīng)用的高頻逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。圖1 中電路分為升壓和逆變兩部分，升壓部分采用MOSFET 搭建的推挽開關(guān)電源，將12/24 V直流電壓升壓到400 V 的直流電壓；逆變部分采用IGBT 搭建的全橋逆變電路，將400 V 的直流電壓逆變輸出為220 V 純正弦波交流電壓。

圖1 高頻逆變器主電路拓?fù)鋱D

逆變器升壓部分功率輸送由MOSFET Q1、Q2、變壓器T1、電容C1、C2和整流橋B1 組成。該部分工作在兩種狀態(tài)，在狀態(tài)1 下，Q1 打開，Q2 關(guān)閉，則蓄電池流出的電流經(jīng)過變壓器T1 的繞組1 流向Q1 的漏極，再從Q1 的源極流回蓄電池的負(fù)極；在狀態(tài)2下，Q1 關(guān)閉，Q2 打開，則蓄電池流出的電流經(jīng)過變壓器T1 的初級(jí)繞組2 流向Q2 的漏極，再從Q2 的源極流回蓄電池的負(fù)極。經(jīng)過兩只MOSFET 的推挽震蕩后，在變壓器T1 的次級(jí)繞組產(chǎn)生交變電流，且該交變電流經(jīng)過電容C1、整流橋B1 和電容C2組成的整流濾波電路以后可得高壓直流。文中推挽電路的控制芯片采用TL494，該芯片帶有兩個(gè)運(yùn)放，經(jīng)過運(yùn)放的電壓反饋電路可使高壓側(cè)電壓限制在400 V，防止負(fù)載波動(dòng)過大導(dǎo)致高壓側(cè)電壓過高，進(jìn)而損壞電路元件。

全橋逆變電路采用三角波對(duì)正弦波調(diào)制，基本調(diào)制方式可分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制[14-16]。在單極性調(diào)制模式中，調(diào)制過程可分為兩種狀態(tài)。在狀態(tài)一 中，Q6 關(guān) 閉，Q7 導(dǎo) 通，Q4 和Q5 進(jìn)行互 補(bǔ)SPWM 控制，從而輸出前半個(gè)周期的正弦波；在狀態(tài)二中，Q6 導(dǎo)通，Q7 關(guān)閉，Q4 和Q5 進(jìn)行互補(bǔ)SPWM控制，且與狀態(tài)一中的IGBT 的SPWM 控制極性相反，輸出后半個(gè)周期的正弦波。單極性調(diào)制本質(zhì)為同步整流BUCK 電路的調(diào)壓，以狀態(tài)一為例，當(dāng)Q4導(dǎo)通，Q5 斷開時(shí)，高壓母線電流依次通過Q4、L1、RL、L2、Q7 后回到高壓負(fù)極，且電感充電；當(dāng)Q4 斷開，Q5導(dǎo)通時(shí)，儲(chǔ)存在電感L1和L2中的能量通過Q5、RL和Q7 組成的回路釋放，使電流不間斷；狀態(tài)二的過程相同。

在雙極性調(diào)制模式中，調(diào)制過程分為兩個(gè)狀態(tài)，在狀態(tài)一中，Q4 和Q7 導(dǎo)通，Q5 和Q6 關(guān)閉，電流經(jīng)過Q4、L1、RL、L2、Q7 回到負(fù)極；在狀態(tài)二中，Q4 和Q7 斷開，Q5 和Q6 導(dǎo)通，電流經(jīng)過Q6、L2、RL、L1、Q5 回到負(fù)極。在兩種狀態(tài)中采用SPWM 控制方式，可輸出正弦波。

單極性相比于雙極性的調(diào)制方式，由于Q6 和Q7 只在切換電流方向切換導(dǎo)通狀態(tài)，所以其能量損耗低于雙極性調(diào)制。文中采用改進(jìn)單極性調(diào)制，兩種狀態(tài)相互對(duì)稱，即在狀態(tài)一中，Q7 導(dǎo)通，Q6 關(guān)閉，Q4 和Q5 進(jìn)行互補(bǔ)SPWM 調(diào)制；在狀態(tài)二中，Q4 關(guān)閉，Q5 導(dǎo)通，Q6 和Q7 進(jìn)行SPWM 調(diào)制。該方式相比于前述單極性調(diào)制方式，四只IGBT 都處于調(diào)制狀態(tài)和常開常閉狀態(tài)，在IGBT 的能量損耗相對(duì)均勻，有利于散熱。

2 控制策略分析

正弦波控制包含有效值閉環(huán)控制和定點(diǎn)電壓閉環(huán)控制兩種方式。在有效值閉環(huán)控制中，正弦波的有效值作為控制系統(tǒng)的給定，檢測(cè)到的有效值作為控制系統(tǒng)的反饋。在市電中，正弦波的周期為20 ms，所以控制系統(tǒng)的采樣周期為20 ms，這使得控制系統(tǒng)控制響應(yīng)遲緩，從而小負(fù)載電壓和電流瞬間增加。在定點(diǎn)電壓閉環(huán)控制中，對(duì)市電波形進(jìn)行離散并在一個(gè)周期內(nèi)采集100 點(diǎn)，對(duì)采集的100 個(gè)電壓點(diǎn)依次按間隔200 μs 的時(shí)間進(jìn)行電壓閉環(huán)控制，可重新得到市電電壓波形。該方式當(dāng)直流母線電壓低于311 V 時(shí)，輸出的正弦波將出現(xiàn)波峰和波谷失真。

依據(jù)圖1 所示全橋逆變電路部分搭建Simulink仿真模型，建立的部分仿真圖如圖2 所示。

圖2 混合控制策略仿真圖

圖2 中負(fù)載R1為50 Ω、R2為10 Ω，采用示波器監(jiān)測(cè)負(fù)載R1兩端的電壓和流過的電流。截取電壓穩(wěn)定后斷開負(fù)載R2附近的波形，可以得到如圖3（a）所示的曲線。在圖3（a）中0.405 s 時(shí)，斷開負(fù)載R2，可以明顯看出，由于重載斷開，而PWM 控制響應(yīng)較慢，因此R1兩端電壓瞬間升高，而負(fù)載電阻R1不變，則流過R1的電流也會(huì)瞬間提高，易損壞負(fù)載；同時(shí)，由于負(fù)載電阻瞬間斷開，逆變器前級(jí)升壓電路的占空比響應(yīng)慢于后級(jí)逆變電路，仍然維持前一時(shí)刻的占空比，則直流母線電壓瞬間升高，嚴(yán)重可使電容炸裂。由此可見，若采用方式一控制方式，在大負(fù)載狀態(tài)下存在較大安全隱患。

圖3 逆變器控制電壓波形

在方式二中，需對(duì)每個(gè)正弦波點(diǎn)進(jìn)行閉環(huán)控制使其達(dá)到對(duì)應(yīng)的電壓值。如圖3（b）所示，設(shè)置初始狀態(tài)直流母線電壓為320 V，在0.045 s 時(shí)調(diào)低母線電壓，則正弦波的波峰和波谷均出現(xiàn)削平失真。經(jīng)過分析可知。根據(jù)蓄電池放電特性，當(dāng)負(fù)載較大時(shí)輸出電壓降低，當(dāng)電量較低時(shí)，輸出電壓降低。在變壓器變比一定時(shí)，電池電壓低于某一閾值，直流母線電壓將低于311 V，導(dǎo)致正弦波波形失真，對(duì)感性負(fù)載產(chǎn)生影響[17]。

針對(duì)上述有效值閉環(huán)控制大負(fù)載變動(dòng)響應(yīng)慢以及定點(diǎn)電壓閉環(huán)控制正弦波波形失真的問題，提出有效值閉環(huán)控制和定點(diǎn)電壓閉環(huán)控制相結(jié)合的方式。結(jié)合穩(wěn)壓反饋電路，可以采集直流母線上的直流電壓，若采集到的電壓高于320 V，則說明系統(tǒng)供電狀態(tài)良好，采用定點(diǎn)電壓閉環(huán)控制的方法；若采集到的電壓低于320 V，則供電較差，應(yīng)當(dāng)采用有效值閉環(huán)控制的方式。根據(jù)圖2，設(shè)置初始狀態(tài)直流母線電壓為320 V，在0.015 s 時(shí)刻斷開大負(fù)載R2，在0.045 s時(shí)刻調(diào)低直流母線電壓，可以得到如圖4 所示的波形圖。從圖4可以看出，在0.045 s前采用定點(diǎn)電壓閉環(huán)控制的方式，電壓穩(wěn)定，即使在0.015 s 時(shí)刻斷開大負(fù)載R2，僅產(chǎn)生了微小的擾動(dòng)，并且可以快速回到穩(wěn)定狀態(tài)。而在電壓降低以后，系統(tǒng)控制轉(zhuǎn)為有效值閉環(huán)控制的方式，仍然維持著正弦波的穩(wěn)定。

圖4 混合控制策略波形圖

3 實(shí)驗(yàn)電路硬件設(shè)計(jì)

按照?qǐng)D1 所示電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)逆變器電路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。升壓電路如圖5 所示，采用D882和D772組成的圖騰柱驅(qū)動(dòng)電路，提升TL494的輸出驅(qū)動(dòng)能力，實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)四只并聯(lián)N MOSFET；單邊采用四只N MOSFET增大電流的驅(qū)動(dòng)能力，實(shí)現(xiàn)低電壓大電流驅(qū)動(dòng)。高頻變壓器T1 輸出部分為兩組輸出電壓，分別為高壓功率繞組和低壓輔助繞組，兩個(gè)繞組輸出均采用全橋整流濾波電路，其中高壓部分采用每邊橋臂采用兩只肖特基二極管并聯(lián)，在高頻率的同時(shí)增加系統(tǒng)載流能力?？刂菩酒捎肨L494，該芯片存在兩個(gè)運(yùn)算放大器，文中采用運(yùn)放1 實(shí)現(xiàn)電壓限制功能，運(yùn)放2 實(shí)現(xiàn)電流限制功能。設(shè)置TL494 的頻率設(shè)定電阻和電容值分別為12 kΩ和2.2 nF，可得TL494 芯片的工作頻率約為40 kHz。

圖5 升壓功率電路

逆變電路如圖6 所示，采用D882 和D772 組成的圖騰柱驅(qū)動(dòng)電路，提升STM32 單片機(jī)的輸出驅(qū)動(dòng)能力；通過二極管和電容的結(jié)合實(shí)現(xiàn)電荷泵的功能，為上橋臂控制電路提供電源；采用四只IGBT 實(shí)現(xiàn)全橋逆變電路；采用L3、L4和C13實(shí)現(xiàn)高頻濾波功能。

圖6 逆變器功率電路

4 實(shí)驗(yàn)軟件設(shè)計(jì)和結(jié)果

依據(jù)上述仿真分析和電路設(shè)計(jì)，可以得出軟件流程圖如圖7 所示。首先對(duì)單片機(jī)的時(shí)鐘、ADC、定時(shí)器等片上功能進(jìn)行系統(tǒng)的初始化，使系統(tǒng)得以正常運(yùn)行；接著對(duì)系統(tǒng)的控制參數(shù)、顯示參數(shù)等內(nèi)容進(jìn)行初始化；然后進(jìn)入系統(tǒng)循環(huán)。在系統(tǒng)循環(huán)中，首先進(jìn)行直流母線電壓檢測(cè)，若電壓高于320 V，則進(jìn)行定點(diǎn)電壓控制方案，若電壓低于320 V，則進(jìn)行有效值控制方案；最后進(jìn)行更新顯示信息后，回到直流母線電壓檢測(cè)環(huán)節(jié)。

圖7 逆變器軟件流程圖

按照?qǐng)D7 所示的軟件流程圖編寫程序進(jìn)行程序測(cè)試，得出如圖8 所示的兩個(gè)示波器波形，其中圖8（a）所示為斷開負(fù)載后正弦波波形，圖8（b）為蓄電池電壓不足，電壓降低后的正弦波波形。

圖8 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證示波器顯示波形

經(jīng)過圖8 所示的波形驗(yàn)證，得出的結(jié)論和上述仿真結(jié)果相符。

5 結(jié)束語

通過以上仿真分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證可以得出，該文研究的是在大功率情況下，對(duì)蓄電池逆變器控制方案采用定點(diǎn)電壓控制與有效值控制相結(jié)合的方案是可行的，可以減小系統(tǒng)運(yùn)行過程中產(chǎn)生的波動(dòng)，并且可以在電壓降低以后仍然維持正弦波的波形正常。該文所論述的方案雖然是針對(duì)于大功率情況下，但該方案在其他小功率的逆變器控制方案中無疑也是可行的。