劉佩佩,馬雨欣,陳曉龍,周劍烽,錢陳豪,俞建峰

(1.江南大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院,江蘇 無錫 214122;2.江蘇省食品先進(jìn)制造裝備技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,江蘇 無錫 214122;3.無錫中科光電技術(shù)有限公司,江蘇 無錫 214135)

0 引言

氣溶膠激光雷達(dá)(aerosol lidar,ALD)是大氣顆粒物的測(cè)量裝置。ALD出廠前需在特定條件下對(duì)其接收系統(tǒng)進(jìn)行校準(zhǔn)[1],接收系統(tǒng)的精確校準(zhǔn)已成為激光雷達(dá)研究領(lǐng)域關(guān)注的焦點(diǎn)?，F(xiàn)有的ALD接收系統(tǒng)的校準(zhǔn)方法需要在特定場(chǎng)景下制備一定濃度的氣溶膠來模擬大氣環(huán)境,并配合光電儀器組建校準(zhǔn)平臺(tái)[2-4]。由于制備的氣溶膠濃度不夠精準(zhǔn),導(dǎo)致ALD校準(zhǔn)的精確度受到影響,并且難以實(shí)現(xiàn)結(jié)果的復(fù)現(xiàn)。模擬光源法能實(shí)現(xiàn)ALD接收系統(tǒng)快速且精密的校準(zhǔn)。該方法利用可控光源發(fā)出規(guī)定照度的光波,照射至ALD接收系統(tǒng),通過數(shù)字信號(hào)處理算法將接收系統(tǒng)采集到的光波信號(hào)的照度值和模擬光源預(yù)設(shè)發(fā)出的照度值進(jìn)行對(duì)比分析[5-6],可以得到通道的線性度、不同通道之間的串?dāng)_等測(cè)試項(xiàng)目的值,以此實(shí)現(xiàn)校準(zhǔn)工作。在光源調(diào)制過程中,由于光源的照度與驅(qū)動(dòng)電流之間存在非線性關(guān)系,電流即使略微變化,也會(huì)導(dǎo)致照度變化較大。因此,研究高準(zhǔn)確度和高穩(wěn)定性的LED光源電流調(diào)節(jié)控制方法是實(shí)現(xiàn)激光雷達(dá)精準(zhǔn)校準(zhǔn)的關(guān)鍵。

傳統(tǒng)的LED電流調(diào)節(jié)方法主要有無源調(diào)節(jié)法和有源調(diào)節(jié)法[7]。He等[8]基于無源調(diào)節(jié)法設(shè)計(jì)了多通道恒流LED驅(qū)動(dòng)器,交直流變換后的電信號(hào)經(jīng)過由高頻半橋逆變器和無源諧振整流器組成的無源諧振網(wǎng)絡(luò)后實(shí)現(xiàn)了恒流輸出,將輸出電流偏差控制在了±0.5%,但是無源調(diào)節(jié)法無法在線實(shí)時(shí)改變電路的目標(biāo)電流值,因此這種電流調(diào)節(jié)方式不適合ALD模擬光源的調(diào)節(jié)。對(duì)于有源調(diào)節(jié)法而言,PWM占空比的大小直接對(duì)應(yīng)了輸出電流的大小,可以根據(jù)需要更改目標(biāo)電流,在模擬光源法中這一優(yōu)點(diǎn)尤為重要。Lin等[9]設(shè)計(jì)了基于有源調(diào)節(jié)法的小型LED驅(qū)動(dòng)電路,通過調(diào)節(jié)PWM占空比來控制多晶硅薄膜晶體管,以驅(qū)動(dòng)LED恒流工作,最終電路輸出電流精準(zhǔn)度為95.33%;代培彥[10]設(shè)計(jì)了一款PWM調(diào)光恒流控制器,當(dāng)控制LED工作在電流為60 mA～2 A條件下時(shí),電流精準(zhǔn)度為97%;Li等[11]設(shè)計(jì)了一款單電感多輸出的LED驅(qū)動(dòng)器,該驅(qū)動(dòng)器通過在LED前級(jí)串聯(lián)單電感、在輸出端并聯(lián)濾波電容,可以將調(diào)光精準(zhǔn)度控制在99.2%。以上研究雖然在一定程度上提高了光源調(diào)節(jié)的精準(zhǔn)度,但在用于ALD校準(zhǔn)時(shí)仍有待進(jìn)一步提高。

本文提出了一種基于BUCK恒流電路的ALD校準(zhǔn)光源調(diào)節(jié)控制技術(shù)。通過嵌入式系統(tǒng)輸出PWM脈沖信號(hào),脈沖信號(hào)控制BUCK電路中的半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(metal oxide semiconductor field effect transistor,MOSFET)輸出精確的電流信號(hào),驅(qū)動(dòng)外置光源LED工作。同時(shí)將LED的工作電流實(shí)時(shí)反饋至嵌入式系統(tǒng),通過PID自整定算法對(duì)反饋得到的參量進(jìn)行PWM信號(hào)的調(diào)整,來調(diào)節(jié)LED的工作電流,以此形成閉環(huán)反饋回路,保證LED工作在恒流狀態(tài)。本文設(shè)計(jì)的方法具有工作損耗小、電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度高的特點(diǎn),有望廣泛應(yīng)用于ALD的精準(zhǔn)校準(zhǔn)工作中。

1 LED光源調(diào)節(jié)控制技術(shù)研究

1.1 光源調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)的總體框架設(shè)計(jì)

LED光源調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)的總體設(shè)計(jì)如圖1所示,主要由上位監(jiān)控層、下位控制層和硬件電路層組成。當(dāng)用戶在上位監(jiān)控層的PC端輸入LED的目標(biāo)工作電流后,PC端將根據(jù)目標(biāo)電流生成控制信號(hào),并通過串口通信協(xié)議傳輸給下位控制層。下位控制層中的嵌入式系統(tǒng)接收到控制指令后輸出對(duì)應(yīng)的PWM信號(hào)給硬件電路層,經(jīng)過硬件電路層中MOSFET后獲得電流信號(hào),從而驅(qū)動(dòng)LED芯片工作。此外,下位控制層內(nèi)還需對(duì)LED芯片的工作電流進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣,構(gòu)造負(fù)反饋回路,實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。負(fù)反饋回路通過采樣電阻將LED的實(shí)時(shí)工作電流轉(zhuǎn)換為采樣電阻兩端的電壓,經(jīng)過電壓放大電路由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter,ADC)將電壓采樣回嵌入式系統(tǒng), 由PID自整定算法對(duì)采樣回的參量進(jìn)行負(fù)反饋調(diào)節(jié),調(diào)整PWM信號(hào)的輸出,以保證LED芯片工作在目標(biāo)電流下。根據(jù)ALD接收系統(tǒng)對(duì)接收光信號(hào)精準(zhǔn)度方面的要求,LED光源控制電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)主要為電路中器件的功率損耗和電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度。

圖1 LED光源調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)的總體設(shè)計(jì)框架

1.2 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

用于校準(zhǔn)ALD的LED光源驅(qū)動(dòng)控制電路原理如圖2所示。圖中,RCS表示將驅(qū)動(dòng)主回路的RCS處和電壓放大電路的RCS處相連接,ADC_IN1表示將放大后的電壓傳輸至嵌入式系統(tǒng)中。

圖2 LED光源驅(qū)動(dòng)控制電路

驅(qū)動(dòng)主回路采用BUCK電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),為實(shí)現(xiàn)恒流輸出,在傳統(tǒng)BUCK電路基礎(chǔ)上使用ARM(advanced risc machine)架構(gòu)的32位控制器來代替鋸齒波生成電路生成PWM信號(hào)[12],該P(yáng)WM信號(hào)用于控制BUCK電路中開關(guān)器件MOSFET的通斷,并利用電路中電感能夠儲(chǔ)能的功能使電路在整個(gè)工作期間都處于連續(xù)導(dǎo)通模式下[13],同時(shí)結(jié)合PID自整定算法,以便實(shí)現(xiàn)恒流輸出。此外,在驅(qū)動(dòng)主回路中使用了電阻采樣法對(duì)LED的實(shí)際工作電流進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣,從而形成閉環(huán)控制。

由于LED的額定電流為300 mA,根據(jù)式(1)可知采樣電阻Rcs兩端電壓,即

VRcs=I×Rcs=300 mA×1 Ω=0.3 V

(1)

式中:VRcs為采樣電阻兩端電壓;I為采樣電阻的工作電流;Rcs為采樣電阻的阻值。

嵌入式系統(tǒng)的ADC外設(shè)滿量程電壓為3.3 V,一般情況下采樣的電壓值處于ADC檢測(cè)范圍的1/3～2/3之間比較準(zhǔn)確。因?yàn)椴蓸与妷簽?00 mV,所以電壓放大電路將該電壓放大5.7倍后傳輸至嵌入式系統(tǒng),這樣將工作區(qū)放大后可以提高嵌入式系統(tǒng)的辨別精度。根據(jù)以上原則,結(jié)合式(2),電壓放大電路將采樣電阻Rcs兩端電壓放大5.7倍后采樣至嵌入式系統(tǒng)。

(2)

式中:Vout為經(jīng)過電壓放大電路后的輸出電壓;Vin為輸入電壓放大電路的采樣電阻兩端電壓;R1、R2為運(yùn)算放大器兩端的輸入輸出電阻。

LED驅(qū)動(dòng)主回路中MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)和斷開狀態(tài)時(shí)電路的運(yùn)行情況如圖3所示。當(dāng)MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí),電流經(jīng)過整流二極管D1、LED芯片、儲(chǔ)能電感器L1、MOSFET Q1、采樣電阻Rcs并流回地,此時(shí)電流不經(jīng)過肖特基二極管(schottky barrier diode,SBD)D2,儲(chǔ)能電感器充電;當(dāng)MOSFET處于斷開狀態(tài)時(shí),電流經(jīng)過整流二極管D1、LED芯片、儲(chǔ)能電感器L1、SBD D2,此時(shí)儲(chǔ)能電感器放電,并為回路供電[14]。

圖3 MOSFET處于不同狀態(tài)時(shí)電路運(yùn)行情況

2 PID自整定算法研究

1984年,Astrom與Hagglund等學(xué)者提出了基于繼電器反饋控制的PID控制器參數(shù)自整定方法[15],該方法不需要先驗(yàn)知識(shí),可以自動(dòng)地從被控對(duì)象的頻率響應(yīng)中抽取信息,進(jìn)而得到系統(tǒng)的臨界振蕩比例增益Ku和振蕩周期Tu。然后再將得到的Ku和Tu代入Z-N臨界比例法定義表格,從而整定PID控制器的KP、KI、KD參數(shù)。由于該方法具有穩(wěn)定性和可靠性,相較于其他改進(jìn)的PID算法,如模糊PID等,基于繼電器反饋控制的PID自整定法具有簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)、計(jì)算方便及抗干擾性能好等優(yōu)勢(shì),尤其適用于低成本、實(shí)時(shí)性要求較高的控制系統(tǒng)[16],因此本文研究的系統(tǒng)中該方法更加適用。

繼電器反饋控制方法通過在電路中加入有繼電器特性的非線性環(huán)節(jié)得到持續(xù)穩(wěn)定的振蕩,進(jìn)而求得中間參數(shù)——臨界增益和臨界周期,然后通過Z-N臨界比例法計(jì)算出PID調(diào)節(jié)參數(shù)[17]。繼電器反饋控制PID自整定的原理如圖4所示,當(dāng)需要PID參數(shù)整定時(shí),開關(guān)放置在繼電環(huán)節(jié),系統(tǒng)按繼電器反饋原則建立穩(wěn)定的極限環(huán)振蕩,之后可以根據(jù)系統(tǒng)響應(yīng)特征來確定PID參數(shù);當(dāng)自整定計(jì)算完成后,可以控制開關(guān)放置在PID調(diào)節(jié)器環(huán)節(jié),系統(tǒng)進(jìn)入正常PID控制過程。

圖4 繼電器反饋PID自整定原理

當(dāng)系統(tǒng)處于等幅振蕩狀態(tài)時(shí),非線性元件的輸入信號(hào)e(t)為正弦波,即e(t)=Asinωt,對(duì)輸出信號(hào)u(t)進(jìn)行諧波分析,周期為Tu,可以展開為傅里葉級(jí)數(shù)[16],即

(3)

式中:A0為直流分量;An、Bn分別為基波及各次諧波分量的幅值。

在該反饋系統(tǒng)中,根據(jù)閉環(huán)特征方程發(fā)生等幅振蕩的條件[16]可知

(4)

式中:Ku為臨界振蕩比例增益;d和A分別為繼電過程輸入和輸出的幅度。

在系統(tǒng)處于等幅振蕩過程后,計(jì)算一個(gè)周期長(zhǎng)度為被控過程數(shù)學(xué)模型的臨界振蕩周期Tu,結(jié)合式(4)計(jì)算臨界振蕩比例增益Ku,通過表1所示的Z-N法整定公式,可以得到PID參數(shù),然后系統(tǒng)進(jìn)入PID自動(dòng)控制過程。

表1 Z-N臨界比例法整定公式

利用Keil uVision5軟件平臺(tái),編寫了基于繼電器反饋PID參數(shù)自整定的LED工作電流控制程序。系統(tǒng)設(shè)計(jì)的LED實(shí)時(shí)工作電流控制流程如圖5所示,將目標(biāo)值和采樣得到的值進(jìn)行比較,當(dāng)目標(biāo)值大于采樣值時(shí),增大LED的工作電流ILED至滿占空比輸出,此時(shí)ILED增大或減小次數(shù)i為1;第2次比較時(shí)目標(biāo)值一定小于采樣值,需要減小ILED至零占空比輸出,此時(shí)i為2;以此循環(huán),當(dāng)i為6時(shí),結(jié)束目標(biāo)值和采樣值的比較。從準(zhǔn)確性和效率2方面考慮,讓系統(tǒng)振蕩3次后可以得到系統(tǒng)確定的臨界工作點(diǎn),再根據(jù)Z-N法進(jìn)行PID參數(shù)自整定步驟,進(jìn)而得到該系統(tǒng)的PID參數(shù),進(jìn)入PID自動(dòng)控制過程。

圖5 LED實(shí)時(shí)工作電流控制流程

3 實(shí)驗(yàn)分析與討論

在實(shí)驗(yàn)中使用的設(shè)施有:示波器Tektronix TBS200B,頻率為200 MHz,采樣模式設(shè)置為平均采樣;萬用表;串口調(diào)試助手。

為測(cè)試實(shí)驗(yàn)電路板的性能,使用示波器對(duì)電路板中關(guān)鍵器件的時(shí)域變化波形進(jìn)行測(cè)量,示波器可以提供器件工作時(shí)的電壓電流波形變化趨勢(shì);使用萬用表對(duì)器件兩端的電壓電流進(jìn)行測(cè)量,萬用表可以提供直觀的電壓電流數(shù)值。

為評(píng)估PID自整定算法在實(shí)現(xiàn)LED恒流工作上的效果,采用串口助手輸出ADC采樣得到的值,提供了明確的數(shù)值,通過相關(guān)公式計(jì)算可以得到評(píng)估結(jié)果。

3.1 電路損耗分析

電路中MOSFET和SBD的功率損耗會(huì)直接影響到電路的工作狀態(tài)。因此,需要對(duì)這些器件的損耗進(jìn)行分析。

MOSFET處于開關(guān)模式時(shí)的功率損耗可分為3部分:導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗和阻塞損耗[18]。通常,阻塞損耗可以忽略不計(jì)。在MOSFET導(dǎo)通過程中,MOSFET的導(dǎo)通損耗計(jì)算式[19]為

(5)

式中:Pcon,M為MOSFET的導(dǎo)通損耗;RDS(on)為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)漏-源極電阻;ID,rms為MOSFET導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)漏極電流的均方根值。

MOSFET的開關(guān)損耗計(jì)算式[20]為

(6)

式中:Psw,M為MOSFET的開關(guān)損耗;VDS為漏-源極電壓;ID為漏極電流;ton為MOSFET導(dǎo)通時(shí)間;toff為MOSFET截止時(shí)間;fsw為開關(guān)頻率。

當(dāng)SBD處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí),二極管呈現(xiàn)正向壓降,導(dǎo)通損耗為[19]

Pcon,D=Vf×Iave

(7)

式中:Vf為導(dǎo)通時(shí)SBD的正向電壓;Iave為通過SBD平均電流。

SBD的開關(guān)損耗計(jì)算式[20]為

(8)

式中:Qrr為反向恢復(fù)電荷;VDrr為反向恢復(fù)期間二極管兩端的電壓;Vfp為導(dǎo)通瞬間電壓的正向壓降;Ifp為導(dǎo)通瞬間的正向電流;tfr為正向恢復(fù)時(shí)間。

在LED額定電流操作下測(cè)量器件中的功率損耗,如表2所示。

表2 核心器件的功耗測(cè)量

結(jié)合表2的計(jì)算結(jié)果和上述的計(jì)算公式可知,BUCK電路核心器件的損耗主要取決于器件自身的導(dǎo)通阻值大小、正向和反向的恢復(fù)時(shí)間、正向和反向的電壓電流值大小,以及PWM的頻率。由于選擇了上述特性值較小的開關(guān)器件和PWM控制信號(hào),所以電路工作在額定狀態(tài)時(shí),器件的功耗較小。

3.2 系統(tǒng)時(shí)域響應(yīng)分析

電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度的高低是能否實(shí)現(xiàn)LED精準(zhǔn)調(diào)控的關(guān)鍵因素之一,所以LED光源調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)需要實(shí)現(xiàn)對(duì)LED工作電流的精準(zhǔn)調(diào)節(jié)。在LED調(diào)制過程中,照度與驅(qū)動(dòng)電流之間存在一個(gè)非線性關(guān)系,這意味著即使電流略微變化,也會(huì)導(dǎo)致LED照度發(fā)生較大的變化。因此,為了確保LED光源的精準(zhǔn)調(diào)節(jié),必須保證驅(qū)動(dòng)電路具有較高的電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度,否則,將會(huì)導(dǎo)致LED照度不穩(wěn)定或出現(xiàn)不良的調(diào)控效果。

電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度的計(jì)算式為:

Ierr=Ia-It

(9)

(10)

(11)

式中:Ierr為L(zhǎng)ED實(shí)際工作電流與目標(biāo)電流之間的誤差;Ia為測(cè)得LED的實(shí)際工作電流;It為設(shè)定的LED目標(biāo)工作電流;Imae為平均絕對(duì)誤差電流;A為采樣點(diǎn)的個(gè)數(shù);φ為電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度。

3.2.1 穩(wěn)態(tài)性能

對(duì)于已經(jīng)設(shè)定的PID控制算法,利用串口助手輸出電路中負(fù)載的電流工作情況。通過在控制系統(tǒng)中植入PID自整定算法、PID手動(dòng)整定算法、無PID整定算法,比較了3種情況下對(duì)于LED的目標(biāo)電流設(shè)置為額定電流300 mA時(shí)的穩(wěn)態(tài)性能,驗(yàn)證了PID自整定算法的優(yōu)越性。上位機(jī)內(nèi)輸入占空比為90%的PWM指令,將LED的目標(biāo)工作電流穩(wěn)定在300 mA,如圖6所示。可以看出,無PID整定控制的LED電流雖然在0.5 s趨于穩(wěn)定,但是未達(dá)到上位機(jī)發(fā)送的指令目標(biāo),這是由于無PID控制的反饋回路存在誤差累積現(xiàn)象,累積的誤差最終導(dǎo)致輸出電流無法達(dá)到目標(biāo)值;PID手動(dòng)整定控制的LED電流在2.5 s趨于穩(wěn)定,比無PID整定控制的穩(wěn)定時(shí)間滯后了2 s,但是穩(wěn)定后能達(dá)到指令目標(biāo);PID自整定控制的LED電流在2 s后趨于穩(wěn)定,穩(wěn)定時(shí)間比PID手動(dòng)整定控制快0.5 s,同樣在穩(wěn)定后能達(dá)到指令目標(biāo)。由于PID算法可以很好地消除累積誤差,因此只要PID參數(shù)取得足夠符合系統(tǒng)工作狀態(tài),控制系統(tǒng)就不會(huì)出現(xiàn)振蕩,輸出的電流值也都能穩(wěn)定在設(shè)定值。

圖6 LED工作在額定電流下3種效果曲線對(duì)比

經(jīng)計(jì)算,采用PID自整定控制LED電流時(shí),穩(wěn)定后電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度可達(dá)到99.88%;采用PID手動(dòng)整定控制LED電流時(shí),穩(wěn)定后電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度能達(dá)到96.00%。由此可見,無PID整定效果的LED電流雖然穩(wěn)定時(shí)間較快,但是達(dá)不到指令目標(biāo)值;PID自整定算法與PID手動(dòng)整定算法相比,穩(wěn)定時(shí)間加快了0.5 s,電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度提高了3.88個(gè)百分點(diǎn)。綜合分析,PID自整定算法在LED恒流控制方面最優(yōu)。

此外,上位機(jī)內(nèi)輸入階梯信號(hào)指令,通過改變PWM占空比來改變LED的工作電流,并使用串口助手打印出LED的工作情況。通過在控制系統(tǒng)中植入PID自整定算法,觀察PID自整定算法在階梯控制信號(hào)下的性能。首先,上位機(jī)輸入占空比為54%,將LED電流穩(wěn)定在100 mA,然后占空比每隔5 s變化1次,依次變化為86%、90%、95%,將LED電流增大至200 mA、300 mA、400 mA,如圖7所示。

圖7 階梯控制信號(hào)下PID自整定效果曲線

經(jīng)計(jì)算可知,占空比分別為54%、86%、90%、95%時(shí),PID自整定控制對(duì)LED工作電流的調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度依次為99.87%、99.90%、99.88%、99.99%,均保持在99.87%及以上。由此可見,PID自整定算法對(duì)設(shè)計(jì)的電路而言具有較好的穩(wěn)態(tài)性能。

3.2.2 動(dòng)態(tài)性能

如圖6所示,當(dāng)設(shè)定的目標(biāo)電流為300 mA時(shí),PID手動(dòng)整定控制的LED電流在上升階段出現(xiàn)了明顯超調(diào)現(xiàn)象,并且在進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)前發(fā)生多次振蕩,這是由于手動(dòng)整定PID參數(shù)時(shí),KP、KI、KD無法用試湊的方式找到系統(tǒng)的最優(yōu)值,尤其是KP的取值會(huì)直接影響系統(tǒng)的上升時(shí)間和超調(diào)量;無PID整定控制的LED電流雖然上升時(shí)間最短,但穩(wěn)定輸出時(shí)沒有達(dá)到目標(biāo)電流。然而,在PID自整定控制下的LED電流在穩(wěn)定前的上升曲線未發(fā)生超調(diào)現(xiàn)象,上升時(shí)間也較快,穩(wěn)定后也未產(chǎn)生振蕩。這是由于PID自整定算法使用了帶有時(shí)間延遲的一階模型作為系統(tǒng)的假象傳遞函數(shù),然后由實(shí)際的系統(tǒng)響應(yīng)過程進(jìn)行擬合,得到具體的系統(tǒng)傳遞函數(shù),再通過Z-N法的經(jīng)驗(yàn)公式找到系統(tǒng)最優(yōu)的PID參數(shù)。因此,PID自整定算法能有效地找到系統(tǒng)最優(yōu)的PID參數(shù)值,使系統(tǒng)具有較好的動(dòng)態(tài)性能。

如圖7所示,當(dāng)上位機(jī)設(shè)定每隔5 s輸出不同的占空比來改變LED的目標(biāo)電流時(shí),LED電流在階梯控制信號(hào)下仍然未發(fā)生超調(diào)現(xiàn)象,目標(biāo)電流改變的瞬間,LED兩端電信號(hào)波形沒有出現(xiàn)畸變、過沖和反壓現(xiàn)象,跟隨調(diào)節(jié)的穩(wěn)定時(shí)間在1.2 s以內(nèi)。這說明所設(shè)計(jì)的PID自整定算法在目標(biāo)電流跟蹤性能方面控制效果較好,且具有較好的抗擾動(dòng)性能。

綜上所述,本文提出的PWM控制結(jié)合PID自整定的方法來調(diào)節(jié)LED工作電流能夠達(dá)到的精準(zhǔn)度為99.87%,并且系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。相較于手動(dòng)PID整定,以及文獻(xiàn)[9]、文獻(xiàn)[10]和文獻(xiàn)[11]分別提出的使用無PID整定、PWM輸出芯片、PI控制器+電容濾波的方法來調(diào)節(jié)LED電流,本文方法具有明顯優(yōu)勢(shì),如表3所示。

表3 不同控制方法下電路輸出電流的精準(zhǔn)度

4 結(jié)束語

當(dāng)ALD工作時(shí),雷達(dá)接收系統(tǒng)的接收準(zhǔn)確度是影響ALD監(jiān)測(cè)大氣氣溶膠效果的重要因素之一。為了校準(zhǔn)ALD接收系統(tǒng)的接收準(zhǔn)確度,本文提出一種基于BUCK恒流電路的LED光源調(diào)節(jié)控制技術(shù)。在對(duì)比現(xiàn)有LED調(diào)節(jié)控制技術(shù)的基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)新的BUCK反饋控制回路,通過嵌入式系統(tǒng)輸出不同的PWM波形,并結(jié)合PID自整定算法來調(diào)節(jié)控制LED的工作電流。實(shí)驗(yàn)表明,該電路中的核心器件MOSFET和SBD的功率損耗較小,均低于0.22 W;同時(shí)通過分析LED電流調(diào)節(jié)時(shí)的瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)波形,驗(yàn)證了該控制電路在調(diào)節(jié)過程中未發(fā)生超調(diào)現(xiàn)象,電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度達(dá)到了99.87%,很大程度上避免了由于電流調(diào)節(jié)精準(zhǔn)度低而引起的ALD接收系統(tǒng)接收到的光信號(hào)不精準(zhǔn)的問題。接下來,可以從如何進(jìn)一步減少電路的功率損耗和提高電路的工作效率等方面來優(yōu)化校準(zhǔn)系統(tǒng),進(jìn)而更好地為ALD的接收系統(tǒng)提供高效、精確的校準(zhǔn)服務(wù)。