丁 凱,饒俊峰

(1.上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院,上海 200093;2.中國(guó)科學(xué)院 蘇州醫(yī)學(xué)工程技術(shù)研究所,江蘇 蘇州 215163)

近年來(lái),重復(fù)頻率脈沖電源逐漸在工業(yè)和民用領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用(例如材料、環(huán)保、光源、加速器、生物醫(yī)療),高重復(fù)頻率是脈沖功率技術(shù)發(fā)展的重要方向,正在從kHz水平向MHz水平發(fā)展[1]。在加速器領(lǐng)域,MHz輸出能力的脈沖電源能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)束流的分時(shí)切割。在激光技術(shù)領(lǐng)域,百kHz輸出能力的脈沖電源作為驅(qū)動(dòng)器來(lái)驅(qū)動(dòng)普克爾盒等電光器件。在氣體放電領(lǐng)域,均勻大氣壓下輝光放電是介質(zhì)阻擋放電研究的一個(gè)重要發(fā)展方向。具有MHz輸出能力的脈沖電源可在輸出電壓幅值為幾千伏的納秒放電間隙內(nèi)維持均勻放電所需的空間電荷。此外,將突發(fā)模式的納秒脈沖串用于心肌消融,可能提高消融均勻度、降低肌肉抽搐等。文獻(xiàn)[2～3]提出了RM-Ⅱ調(diào)制器,其最大重頻達(dá)到了2 MHz,單模塊可輸出15 kV、4.8 kA的脈沖。文獻(xiàn)[4]基于ARM-Ⅱ提出了DARHT-II kicker系統(tǒng),其最大重頻為5 MHz,輸出電壓為20 kV,脈寬可調(diào)范圍為20～200 ns。國(guó)內(nèi)從事高重復(fù)頻率固態(tài)脈沖源研究的主要是研究所和高校[5]。文獻(xiàn)[6]采用6個(gè)并聯(lián)模塊利用感應(yīng)疊加的方式,在51 Ω負(fù)載上得到了電壓幅值6.2 kV、三脈沖猝發(fā)頻率為6.2 MHz、前沿為20 ns的脈沖。文獻(xiàn)[7]利用感應(yīng)疊加的方式在25 Ω純阻性負(fù)載上得到峰值電壓為792 V、四脈沖猝發(fā)頻率為2.05 MHz的脈沖。文獻(xiàn)[8]采用基于并聯(lián)Blumlein脈沖形成線輸出電壓幅值為300 kV的三脈沖猝發(fā)波形。文獻(xiàn)[9]利用傳輸線變壓器將1個(gè)300 V、200 ns、400 kHz的脈沖升壓6倍,得到為1 800 V的峰值輸出電壓。文獻(xiàn)[10]研制出基于半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)和LTD技術(shù)的高重頻快邊沿高壓脈沖源,獲得了最高頻率為2 MHz、最高幅值為2.3 kV的脈沖串輸出。文獻(xiàn)[11]利用頻率疊加的方式,在200 Ω的阻性負(fù)載上得到電壓幅值為1.5 kV、重復(fù)頻率為1 MHz的脈沖。文獻(xiàn)[12]為小型高重復(fù)頻率固態(tài)LTD的研究和應(yīng)用發(fā)展做出了貢獻(xiàn)。在MHz重復(fù)頻率脈沖功率技術(shù)研究領(lǐng)域,主要以MHz猝發(fā)的方式輸出脈沖,重頻模式的相關(guān)研究較少。對(duì)于在連續(xù)工作模式下的高重復(fù)頻率、快脈沖的MOSFET的納秒脈沖源仍處于研究階段,電壓一般在幾百伏特,重復(fù)頻率在100 kHz以下。

高重復(fù)頻率和可靠性的要求使傳統(tǒng)氣體開(kāi)關(guān)較難適用于高重復(fù)頻脈沖電源,因此其主要依賴固態(tài)開(kāi)關(guān)[12]。其中MOSFET的最高工作頻率可達(dá)MHz級(jí)別。然而MOSFET的功率容量有限,是限制脈沖電源輸出參數(shù)的主要因素。隨著頻率、脈寬以及電壓等參數(shù)的增加,電路的輸出功率相應(yīng)提高,MOSFET的功率損耗增大。開(kāi)關(guān)過(guò)程中的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通過(guò)程中的歐姆損耗是導(dǎo)致器件升溫的主要原因。綜合考慮高頻、前沿、耐壓以及經(jīng)濟(jì)等因素,擬采用射頻MOSFET與傳統(tǒng)電感隔離型Marx發(fā)生器相結(jié)合的方式產(chǎn)生高頻高壓脈沖。

1 脈沖發(fā)生器結(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在分布式電感型Marx發(fā)生器的基礎(chǔ)上,通過(guò)改變二極管和限流電感的位置和接地點(diǎn)和負(fù)載的位置來(lái)設(shè)計(jì)正脈沖發(fā)生器[13]。其具有充電速度快、損耗小以及電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn),更適合在較高重復(fù)頻率下運(yùn)行。圖1為n級(jí)Marx示意圖,每級(jí)電路由1個(gè)主電容、1個(gè)放電管、1個(gè)快恢復(fù)二極管以及1個(gè)電感組成。電感L1～Ln不僅起到充電限流的作用,而且在放電期間能夠?qū)﹄娢贿M(jìn)行隔離?？旎謴?fù)二極管一方面能夠抑制放電瞬間脈沖高壓對(duì)直流源的沖擊,另一方面可防止相鄰單元局部放電串?dāng)_。

圖1 電感隔離型Marx發(fā)生器主電路原理Figure 1. Main circuit principle of inductor isolation type Marx generator

1.2 主回路工作原理

圖1是n級(jí)電感隔離型Marx主電路原理。其電路的核心點(diǎn)在于對(duì)主電路中每級(jí)電容并聯(lián)充電串聯(lián)放電。具體工作過(guò)程如下所示:

1)充電過(guò)程。如圖1中實(shí)線箭頭所示,直流源Vdc經(jīng)限流電阻r0、二極管Dn和電感Ln給每級(jí)主電容進(jìn)行快速充電。

2)放電過(guò)程。如圖1中虛線箭頭所示,同步導(dǎo)通每級(jí)放電管Sd1～Sdn,此時(shí)主電容C1～Cn串聯(lián)起來(lái)對(duì)負(fù)載進(jìn)行放電。對(duì)于容性負(fù)載或雜散電容較大的阻性負(fù)載,由于負(fù)載能量沒(méi)有低阻抗泄放通道,使輸出波形的后沿有一定程度的拖尾。隔離電感與負(fù)載形成了放電回路,在放電結(jié)束時(shí)刻,電感上存儲(chǔ)的能量通過(guò)該回路釋放,造成了負(fù)載端輸出波形的震蕩。

1.3 參數(shù)設(shè)計(jì)及元器件選取

高頻高壓脈沖電源的工作參數(shù)由開(kāi)關(guān)決定,正確選擇和使用開(kāi)關(guān)是脈沖電源設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。本文選用的放電管為射頻MOSFET,采用IXYS公司生產(chǎn)的DE150-102N02A,最大門(mén)極閾值電壓為4.5 V,門(mén)極電容為500 pF,開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間均為4 ns,耐壓為1 000 V。當(dāng)Marx主電路放電時(shí),二極管的最高隔離電壓為650 V,為了保證充電效率和電路的可靠工作,選用耐壓值為1 200 V的快恢復(fù)二極管(DSEP12-12A),主電路電感值為100 μH。

主電容的作用是儲(chǔ)能和串聯(lián)放電形成高壓脈沖。電容大小由放電時(shí)間常數(shù)以及在最大脈沖寬度下所能承受的最大電壓降落決定。其計(jì)算式如下所示[14-15]

(1)

式中,Ct為串聯(lián)等效電容;τ為最大脈沖寬度;Vo為輸出脈沖電壓幅值;ΔV為輸出脈沖電壓允許降落值;RL為負(fù)載電阻;N為電路級(jí)數(shù)。實(shí)驗(yàn)所用負(fù)載為1 kΩ純阻性負(fù)載,若最大脈寬下允許脈沖的電壓降落值為脈沖幅值的1%。根據(jù)式(1)可得,電容容量小于150 nF,因此選用容值為100 nF、耐壓值為1.2 kV的電容作為Marx電路的儲(chǔ)能電容。

2 驅(qū)動(dòng)電路及控制方案

MOSFET的開(kāi)通關(guān)斷由驅(qū)動(dòng)電路所驅(qū)動(dòng)?？刂菩盘?hào)的穩(wěn)定性、驅(qū)動(dòng)芯片的驅(qū)動(dòng)能力以及驅(qū)動(dòng)回路的緊湊性直接影響脈沖發(fā)生器的輸出性能。MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路如圖2所示,工作過(guò)程如下:FPGA產(chǎn)生觸發(fā)信號(hào),信號(hào)經(jīng)光纖傳輸至接收器(HFBR 2412TZ),光接收器將光信號(hào)轉(zhuǎn)換為T(mén)TL電信號(hào)。然后將電信號(hào)發(fā)送到驅(qū)動(dòng)芯片(DEIC420)的輸入端,驅(qū)動(dòng)芯片根據(jù)信號(hào)命令打開(kāi)或關(guān)閉MOSFET。本文選用的驅(qū)動(dòng)芯片具有良好的驅(qū)動(dòng)特性,其為MHz級(jí)別工作頻率,驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)、可靠性高。傳輸?shù)津?qū)動(dòng)回路的所有控制信號(hào)都經(jīng)過(guò)光纖進(jìn)行傳輸,使控制電路與驅(qū)動(dòng)電路間具有良好的電氣隔離,抑制了電磁干擾,保證了驅(qū)動(dòng)信號(hào)的穩(wěn)定性。此外,為了實(shí)現(xiàn)MOSFET的隔離門(mén)驅(qū)動(dòng),光接收器和驅(qū)動(dòng)芯片需要由隔離的DC-DC(H2405S和H2415S)轉(zhuǎn)換器來(lái)供電。轉(zhuǎn)換器可提供高達(dá)6 kV的隔離電壓,可滿足電路的參數(shù)要求。

圖2 射頻 MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路Figure 2. Driver circuit of RF MOSFET

3 仿真實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證Marx發(fā)生器在放電結(jié)束時(shí)刻電感側(cè)與負(fù)載形成的環(huán)路中存在放電現(xiàn)象,采用PSpice仿真了5級(jí)正極性電感隔離型Marx發(fā)生器。其工作電壓為600 V,負(fù)載為1 kΩ純阻性負(fù)載,每級(jí)主電容容量為100 nF,電感量為100 μH,仿真電路如圖3所示。

圖3 5級(jí)正極性電感隔離型Marx發(fā)生器仿真電路Figure 3. Five stage positive polarity inductor isolation type Marx generator simulation circuit

圖4測(cè)試了5級(jí)正極性電感隔離型Marx發(fā)生器1～5級(jí)放電管的端電壓波形。在放電管關(guān)斷時(shí)刻,1～4級(jí)放電管的端電壓為恒定值,第5級(jí)放電管的端電壓存在震蕩,且負(fù)載端也存在類似震蕩,該現(xiàn)象由電感L5釋放能量所致。具體過(guò)程如下:在放電管開(kāi)通階段,一方面主電容串聯(lián)對(duì)負(fù)載進(jìn)行放電,另一方面直流源對(duì)所有電感進(jìn)行充電儲(chǔ)能。在放電管關(guān)斷階段,直流源和電感串聯(lián)對(duì)主電容C2～C5充電,電感L1～L4上的能量得到了釋放。而電感L5沒(méi)有釋放路徑,只能通過(guò)負(fù)載側(cè)環(huán)路釋放能量。為驗(yàn)證上述現(xiàn)象的普遍性,分別測(cè)量了1～5級(jí)電路的輸出波形,如圖5所示。無(wú)論幾級(jí)電路,最后一級(jí)電感總存在不同于前級(jí)的能量釋放現(xiàn)象,且只要電感側(cè)與負(fù)載構(gòu)成環(huán)路,負(fù)載波形就會(huì)有震蕩。

圖4 5級(jí)放電管端電壓波形對(duì)比Figure 4. Voltage waveform comparison of five-stage discharge tube

圖5 不同級(jí)數(shù)輸出電壓波形Figure 5. Different series output voltage waveform

圖6為1級(jí)電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),在放電管關(guān)斷時(shí)刻電感只能通過(guò)負(fù)載環(huán)路進(jìn)行續(xù)流,此時(shí)電感與負(fù)載的波形震蕩相同。

圖6 1級(jí)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Figure 6. Topological structure of first level circuit

由于最后一級(jí)放電管端電壓存在震蕩,其峰值電壓可能超過(guò)管子的最大承壓,因此在高重復(fù)頻率下易造成放電管損壞。針對(duì)本文參數(shù)下的正極性Marx拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),可以通過(guò)去掉最后一級(jí)隔離電感或使用二極管(與上端同方向)替代L5的方法消除放電管與負(fù)載波形的震蕩,使之近似為標(biāo)準(zhǔn)方波。圖7為去掉最后一級(jí)電感后放電管和負(fù)載的電壓波形。

圖7 去掉電感L5后的電壓波形Figure 7. Voltage waveform after removing inductor L5

4 高頻電路中的開(kāi)關(guān)管保護(hù)電路

RCD吸收電路是一種開(kāi)關(guān)輔助型電路,常被用來(lái)改善功率開(kāi)關(guān)器件的瞬態(tài)工況,主要是用來(lái)抑制過(guò)高的di/dt和du/dt確保器件在安全狀態(tài)工作,在一定程度上能夠降低開(kāi)關(guān)的瞬態(tài)損耗,緩解EMI(Electromagnetic Interference)情況[16]。瞬態(tài)抑制二極管TVS(Transient Voltage Suppressor)是常用的一種開(kāi)關(guān)保護(hù)器件。RCD吸收電路的吸收電壓隨著反沖能量的增加而升高,TVS的吸收電壓不會(huì)升高而是增加功耗。當(dāng)反向峰值電壓過(guò)高時(shí),TVS被永久擊穿。通過(guò)比較二者在實(shí)際電路中的保護(hù)效果,最終選用RCD吸收電路作為開(kāi)關(guān)管的保護(hù)電路。

圖8是RCD吸收電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),由緩沖電阻、緩沖電容以及快恢復(fù)二極管組成。具體工作原理如下:當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷瞬間,流過(guò)主電路電感與雜散電感中的電流不能發(fā)生突變,因此電荷通過(guò)D1-C1路徑給緩沖電容C1充電。在開(kāi)關(guān)管S1再次導(dǎo)通期間,C1上積累的電荷通過(guò)C1-R1-S1路徑進(jìn)行釋放,C1上的電能完全消耗在電阻R1上,且放電時(shí)間常數(shù)t=R1C1。RC時(shí)間常數(shù)應(yīng)設(shè)為開(kāi)關(guān)工作周期的1/3～1/5,且選取不同參數(shù)值直接影響尖峰電壓的吸收效果和關(guān)斷損耗[17-18]。由于實(shí)際電路搭建的復(fù)雜性,需要不斷修正以達(dá)到最佳吸收效果[17]。本文選取的緩沖電容是容值為100 pF、耐壓為1 kV的高壓瓷片電容,緩沖電阻為3.9 Ω-5 W的水泥電阻。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該緩沖電路能夠有效抑制關(guān)斷尖峰電壓,且開(kāi)關(guān)管發(fā)熱現(xiàn)象得到了明顯改善。

圖8 高頻電路中的RCD吸收電路Figure 8. RCD absorption circuit in high frequency circuit

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

圖9為MHz高壓脈沖電源的實(shí)物圖。主電路的實(shí)際尺寸為20 cm×14 cm×7 cm,結(jié)構(gòu)緊湊,靈巧輕便。

圖9 MHz高壓脈沖電源的實(shí)物圖Figure 9. Image of MHz high voltage pulse power supply

驅(qū)動(dòng)信號(hào)的質(zhì)量直接影響脈沖電源的輸出波形。當(dāng)驅(qū)動(dòng)電路的PCB(Printed Circuit Board)設(shè)計(jì)完成后,只能通過(guò)調(diào)整柵極電阻值來(lái)改善驅(qū)動(dòng)波形。在驅(qū)動(dòng)芯片供電電壓為15 V、信號(hào)脈寬為100 ns的條件下,測(cè)得不同Rg值下的驅(qū)動(dòng)波形如圖10所示?？梢钥闯?隨著柵極電阻的增大,驅(qū)動(dòng)波形的質(zhì)量得到了改善,但驅(qū)動(dòng)速度變慢。綜合前沿、穩(wěn)定性以及波形質(zhì)量等因素可知,最終將柵極電阻值選定為9.1 Ω。此外,增大柵極電阻也可以緩和驅(qū)動(dòng)電壓波形上由串?dāng)_帶來(lái)的震蕩。

圖10 不同Rg值下的驅(qū)動(dòng)波形Figure 10. Driving waveforms at different Rg

圖11為Marx電路改進(jìn)前后第5級(jí)放電管的電壓波形。實(shí)驗(yàn)條件:直流充電源設(shè)定值為100 V、脈寬為100 ns。放電管在導(dǎo)通時(shí)刻產(chǎn)生了高次諧波,該現(xiàn)象主要由開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通速度過(guò)快及測(cè)量時(shí)引線電感所致。此外,當(dāng)電路中存在電感L5時(shí),放電管在關(guān)斷時(shí)刻出現(xiàn)電壓震蕩現(xiàn)象,其電壓峰值接近300 V。隨著脈沖電壓等級(jí)的升高,震蕩現(xiàn)象愈發(fā)嚴(yán)重,去掉電感L5能夠消除該關(guān)斷震蕩。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,改進(jìn)后的Marx電路能夠穩(wěn)定可靠地輸出高頻高壓脈沖。

圖11 電路改進(jìn)前后Sd5的電壓波形Figure 11. Voltage waveform of Sd5 before and after circuit improvement

圖12為300 kHz重頻下的輸出波形,脈沖幅值可達(dá)3 kV。圖13為1 MHz重頻下的輸出波形,上沿為40 ns,半高寬為100 ns,下降沿為110 ns,脈沖幅值為1.1 kV。實(shí)驗(yàn)條件為1 kΩ的純阻性負(fù)載、信號(hào)脈寬為60 ns。隨著工作頻率的提高,輸出電壓幅值逐漸降低。在直流源功率足夠的情況下,根據(jù)波過(guò)程理論,當(dāng)限流電阻和5級(jí)L-C鏈?zhǔn)诫娐?可視為理想電纜)的波阻抗匹配時(shí),延遲時(shí)間Td最小,此時(shí)整個(gè)充電過(guò)程所需時(shí)間為2Td。因此隨著電路工作頻率的提高,受充電速度限制,主電容上的充電電壓并未達(dá)到直流源的設(shè)定值,因此電壓幅值呈現(xiàn)逐漸降低趨勢(shì)。此外,減小脈寬設(shè)定值有助于提高輸出脈沖的電壓幅值,絕緣與熱效應(yīng)都和脈沖寬度有關(guān)。

圖12 300 kHz輸出電壓波形Figure 12. Output voltage waveform at 300 kHz

(a)

6 結(jié)束語(yǔ)

本文采用射頻MOS管與傳統(tǒng)電感隔離型Marx電路相結(jié)合的方式設(shè)計(jì)了一臺(tái)MHz頻率的高重頻高壓脈沖電源,并針對(duì)電感儲(chǔ)能和放能現(xiàn)象對(duì)電路進(jìn)行了改進(jìn)。本文電源結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,原理清晰,且在理論計(jì)算的基礎(chǔ)上僅需微調(diào)電路中的參數(shù)即可達(dá)到較理想的效果。經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,該MHz高壓脈沖電源可以穩(wěn)定可靠地工作在1 MHz,電源結(jié)構(gòu)緊湊且小巧輕便,可以應(yīng)用于多種場(chǎng)合。