阮觀強(qiáng), 曹金良, 符嘯宇, 郁長(zhǎng)青, 石雄飛

(1.上海電機(jī)學(xué)院機(jī)械學(xué)院, 上海 201306; 2.上海電機(jī)學(xué)院電子信息學(xué)院, 上海 201306)

隨著新能源汽車的逐漸普及,電動(dòng)汽車的電池在充放電過程中所產(chǎn)生的問題也逐漸引起人們的廣泛關(guān)注。以鋰電池為例,電池組中電池單體在充放電過程中由于各種外在因素,導(dǎo)致其在使用時(shí)存在不一致的情況,進(jìn)而導(dǎo)致電池使用效率低下,降低整體電池組性能。針對(duì)電池不一致問題,通過電池管理系統(tǒng)控制均衡電路對(duì)單體進(jìn)行均衡是目前主流的方法。均衡策略又分為主動(dòng)均衡和被動(dòng)均衡兩種,被動(dòng)均衡是通過在單體電池兩端并聯(lián)負(fù)載電阻對(duì)容量較多的單體電池進(jìn)行放電,以此降低其容量,使其與其他單體逐漸接近,此類方法屬于“截長(zhǎng)不補(bǔ)短”,雖然能較為簡(jiǎn)單地實(shí)現(xiàn)均衡,但是會(huì)對(duì)電池能量造成浪費(fèi),同時(shí)由于被動(dòng)均衡電阻會(huì)發(fā)熱,無(wú)法做到大電流均衡,均衡速度不僅慢且會(huì)存在安全隱患。另外一種方法是采用主動(dòng)均衡的方法,此類方法屬于“截長(zhǎng)補(bǔ)短”,通過能量轉(zhuǎn)移的方法實(shí)現(xiàn)均衡。主動(dòng)均衡又根據(jù)電路中儲(chǔ)能元件的不同,可分為電容型均衡,電感型均衡,變壓器型均衡和變換器型均衡[1-2]。主動(dòng)均衡雖然能降低能量損耗,但是由于涉及能量轉(zhuǎn)移,往往需要用到大功率半導(dǎo)體器件,多采用分立元件進(jìn)行拓?fù)浯罱?均衡電路復(fù)雜,均衡控制難度較高。

綜上所述,考慮到主被動(dòng)均衡各自的優(yōu)缺點(diǎn)以及主動(dòng)均衡方式之間的優(yōu)缺點(diǎn)[3],現(xiàn)采用主被動(dòng)結(jié)合的均衡策略,其中主動(dòng)均衡采用基于電容儲(chǔ)能式的均衡方案,電容式均衡方式分為開關(guān)陣列式均衡策略[4-5]及雙層開關(guān)式均衡策略[6-8],主動(dòng)均衡策略采用開關(guān)陣列與飛渡電容相結(jié)合的方式。在一定程度上不僅彌補(bǔ)了單一均衡方式的不足之處,減少能量損耗,同時(shí)也加快電池單體間均衡所用的時(shí)間。

1 設(shè)計(jì)方案

電池監(jiān)控系統(tǒng)主要由采集模塊、均衡模塊、現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field programmable gate arra,FPGA)運(yùn)算模塊、充放電控制模塊4個(gè)部分組成,如圖1所示,其中電壓、電流采集模塊負(fù)責(zé)單體電池電壓和回路電流的采集工作,并通過串行外設(shè)接口(serial peripheral interface,SPI)接口,將電池組內(nèi)各單體的電壓數(shù)據(jù)傳輸?shù)轿⒖刂茊卧?microcontroller unit,MCU)。均衡模塊包含主被動(dòng)均衡電路、均衡電路電源電路、開關(guān)陣列驅(qū)動(dòng)電路及主控電路。充放電模塊串接在電池組充電回路中,當(dāng)出現(xiàn)溫度過高或者充電電流過大等情況時(shí),MCU可以控制該模塊的通斷進(jìn)而控制電池組充電回路的通斷。FPGA模塊從MCU處獲取到電流電壓等數(shù)據(jù),經(jīng)過計(jì)算后將電池組中各單體電池的荷電狀態(tài)(state of charge,SOC)傳輸給MCU,用于主被動(dòng)均衡模式判斷。均衡電路電源模塊負(fù)責(zé)為均衡電路中各個(gè)控制芯片供電,減少均衡電路在均衡時(shí)對(duì)電池組電量的損耗,同時(shí)也為芯片穩(wěn)定工作提供保障。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 System structure block diagram

圖1中FPGA部分主要采用的是基于EP4CE10F17C8芯片的征途Pro開發(fā)板,FPGA在電池管理系統(tǒng)中主要負(fù)責(zé)對(duì)電壓電流數(shù)據(jù)處理,通過Quartus II-13.0開發(fā)軟件配置通訊引腳,并對(duì)照SPI時(shí)序圖,使用Verilog HDL(hardware description lagnuage)編寫SPI代碼,并且可以通過ModelSim-10.5軟件進(jìn)行時(shí)序邏輯仿真驗(yàn)證。FPGA內(nèi)部結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)較為簡(jiǎn)單,主要由SPI控制器及SOC運(yùn)算單元組成;SOC部分主要采用安時(shí)積分法做SOC估算,單元內(nèi)部由半加器、乘法器、累加器及計(jì)數(shù)器等主要模塊組成,如圖2所示。

SCK為芯片SPI控制器接口的時(shí)鐘引腳;CS引腳為片選引腳;MOSI為主發(fā)從收引腳;MISO為主收從發(fā)引腳圖2 FPGA結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 FPGA structure block diagram

2 硬件電路設(shè)計(jì)

2.1 電壓采集電路設(shè)計(jì)

由于電池電壓采集需要占用較多的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換(analog-to-digital converter,ADC)接口,普通的MCU芯片中ADC模塊資源一般較少,難以滿足電池單體電壓采集需求,采用亞得諾(ADI)公司的多節(jié)電池的電池組監(jiān)視器芯片LTC6811[9-10],可測(cè)量多達(dá)12個(gè)串接電池并具有低于1.2 mV的總測(cè)量誤差,可在290 μs之內(nèi)完成系統(tǒng)中所有電池電壓的測(cè)量。由于在電壓采集過程中存在噪聲,因此需要給每一個(gè)輸入口增設(shè)一個(gè)RC低通去耦濾波器來(lái)盡量降低噪聲帶來(lái)的干擾,此方法還有助于抑制潛在的高能量瞬變。在芯片電壓采集端口增加接地濾波電容,可以很好地抑制電池單體的電壓紋波,還可將紋波噪聲去耦至GND端。ADC電壓采集的精準(zhǔn)度隨R、C參數(shù)的變化而改變,通過查閱芯片手冊(cè)及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,當(dāng)R=100 Ω和C=10 nF時(shí),可實(shí)現(xiàn)誤差最小化。最后芯片通過SPI接口將電池電壓數(shù)據(jù)傳輸至MCU端,用于均衡模塊的控制判斷。電壓采集電路如圖3所示。

B1～B6分別為被測(cè)電池1～6;C0～C6為L(zhǎng)TC6811芯片與電池外圍電路相連的引腳;IPA～CSB為芯片其他功能引腳圖3 電壓采集電路Fig.3 Voltage acquisition circuit

2.2 電流電路采集

在對(duì)電池進(jìn)行SOC估算時(shí),單體電池的電壓和電流都是關(guān)鍵參數(shù),電流采集模塊采用TI公司的高精度電流分流檢測(cè)芯片INA282,該芯片的檢測(cè)精度可達(dá)±1.4%,其中芯片-IN和+IN引腳通過兩個(gè)限流電阻接到采樣電阻的兩端,并在兩個(gè)引腳之間并聯(lián)一個(gè)電容,用于濾除高頻噪聲。由于該芯片的穩(wěn)定性受供電電壓穩(wěn)定性的影響,故在設(shè)計(jì)中采用TI公司的電壓基準(zhǔn)芯片REF3225,該芯片可提供2.5 V的穩(wěn)定電壓,可以控制電壓波動(dòng)在0.01%之內(nèi)。將REF3225的輸出引腳接至INA282的REF1、REF2引腳,最終芯片將測(cè)得的電流值通過OUT引腳輸出。采集電路連接圖如圖4所示。

SENSE+、SENSE-兩個(gè)引腳分別接在采樣電阻兩端的;REF引腳為INA282芯片的參考電壓輸入引腳;GPIO1引腳接到系統(tǒng)主控芯片上,用于數(shù)據(jù)采集;VCC和GND分別為系統(tǒng)的中供電的正極和負(fù)極圖4 電流采集電路Fig.4 Current acquisition circuit

2.3 主被動(dòng)均衡電路

本文設(shè)計(jì)方案中均衡模塊采用主被動(dòng)結(jié)合的策略,主動(dòng)部分中能量?jī)?chǔ)能元件采用飛渡電容,集中式分布,即同一電池組內(nèi)單體間能量存儲(chǔ)公用一個(gè)飛渡電容,并通過金屬-氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOS)搭建的開關(guān)陣列控制各個(gè)單體與飛渡電容之間的回路通斷,從而實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)控制,將能量從容量較高的單體轉(zhuǎn)移至容量較低的單體。被動(dòng)均衡部分電路較為簡(jiǎn)單,在各個(gè)單體兩端并聯(lián)一個(gè)負(fù)載電阻用于消耗單體多余的電荷,并在回路中串聯(lián)一個(gè)MOS用于控制被動(dòng)均衡回路的通斷。為增加被動(dòng)均衡回路的過電流能力,采用兩個(gè)電阻并聯(lián)的方式。同時(shí)還可以增加一路顯示回路,通過增加LED在之路上,可以通過燈光的閃爍實(shí)時(shí)看到被動(dòng)均衡的情況。對(duì)于均衡策略,當(dāng)電池單體間差值大于5%時(shí),采用主動(dòng)均衡,當(dāng)單體間誤差在5%～1%時(shí),采用被動(dòng)均衡。以BT1、BT2為例,若BT1單體的電量高于BT2單體,且大于5%時(shí),先啟用主動(dòng)均衡,MCU控制Q7、Q14管導(dǎo)通,BT1單體電流流經(jīng)Q7、R30、C13、Q14給C13飛渡電容充電。當(dāng)BT1單體容量降低至合適值時(shí),斷開Q7、Q14,并打開Q8、Q15,讓BT2單體與飛渡電容連接,飛渡給BT2單體充電。當(dāng)差值小于5%時(shí),關(guān)閉主動(dòng)均衡電路,同時(shí)啟用被動(dòng)均衡,即MCU控制Q1管導(dǎo)通,BT1單體比BT2單體多余的容量通過負(fù)載電阻回路消耗掉,直至差值小于1%時(shí),關(guān)閉被動(dòng)均衡,至此單體間主被動(dòng)均衡完成。主被動(dòng)均衡電路如圖5所示。

Q1～Q19為MOS管;R1～R29為電阻;C1～C12為電容;BT1～BT6為電池單體;D1～D6為二極管;F1～F6為保險(xiǎn)絲圖5 主被動(dòng)均衡電路Fig.5 Active passive equalization circuit

2.4 驅(qū)動(dòng)電路

在文中均衡電路的設(shè)計(jì)中,主動(dòng)均衡的開關(guān)陣列和被動(dòng)均衡的放電回路中都存在較多的MOS管,由于MCU控制引腳只能提供0～3.3 V的電壓和0～25 mA的驅(qū)動(dòng)電流,無(wú)法完全驅(qū)動(dòng)MOS工作,故在電路中增加MOS管驅(qū)動(dòng)電路,增加MCU驅(qū)動(dòng)MOS管的能力。驅(qū)動(dòng)芯片選用屹晶微電子公司的EG2133芯片,該芯片內(nèi)部有高端懸浮自舉電源設(shè)計(jì),可以較好地解決MOS管導(dǎo)通后漏極電壓升高導(dǎo)致柵極和漏極之間壓差變小的情況,并且由于主動(dòng)均衡開關(guān)陣列中,上下橋臂不能同時(shí)導(dǎo)通,選用的EG2133芯片中集成了死區(qū)保護(hù)電路,可以完美的解決上下橋臂導(dǎo)通的隱患,驅(qū)動(dòng)電路如圖6所示。

OUT引腳即為輸出引腳,接被控MOS管的柵極圖6 驅(qū)動(dòng)電路Fig.6 Drive circuit

3 軟件程序設(shè)計(jì)

3.1 均衡策略

均衡策略采用主被動(dòng)結(jié)合的均衡方式,流程框圖如圖7所示,系統(tǒng)開始時(shí)先完成系統(tǒng)內(nèi)各個(gè)芯片的初始化準(zhǔn)備工作,均衡模塊主控MCU需要通過通信接口對(duì)電壓采集芯片及FPGA模塊進(jìn)行參數(shù)配置,當(dāng)各模塊進(jìn)入到初始工作狀態(tài)后,采集模塊開始采集電壓、電流、溫度等信息,并將采集到的實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)傳輸?shù)紽PGA模塊進(jìn)行SOC容量估算,當(dāng)均衡模塊主控獲取到各個(gè)單體的SOC后進(jìn)行差值判斷,若初差值大于5%,則啟用主動(dòng)均衡,若初始差值小于5%且大于1%,則啟用被動(dòng)均衡,若初始差值小于1%,則停止均衡。若啟用主動(dòng)均衡后,系統(tǒng)也會(huì)不斷判斷差值是否小于5%,當(dāng)達(dá)到差值閾值時(shí),則由主動(dòng)切換為被動(dòng)均衡,直至差值小于1%時(shí),停止均衡。

圖7 均衡控制流程圖Fig.7 Balance control flow chart

3.2 SOC容量估算

電池荷電狀態(tài)SOC在文中設(shè)計(jì)中是主被動(dòng)均衡切換時(shí)的關(guān)鍵參數(shù),目前常見的電池SOC估算方法有比較經(jīng)典的安時(shí)積分法、開路電壓法、內(nèi)阻估計(jì)法、庫(kù)侖計(jì)法[11]。近些年還有一些比較復(fù)雜的基于卡爾曼濾波的算法及基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)等深度學(xué)習(xí)的方法[12-16]。各個(gè)算法之間也都各有優(yōu)劣,安時(shí)積分法中電池消耗的電量等于放電電流對(duì)時(shí)間的積分,雖然采用安時(shí)積分法計(jì)算SOC較為簡(jiǎn)單,但安時(shí)積分法比較依賴電量的初始值SOC0,所以文中設(shè)計(jì)采用開路電壓法與安時(shí)積分法相結(jié)合的思路[17],先采用開路電壓法對(duì)電池電量的初始SOC進(jìn)行估算,利用電池電壓和SOC之間的開路電壓(open circuit voltage,OCV)曲線,計(jì)算電池的SOC0,再通過圖4電路獲取電池組回路電流,主控MCU將采集到的電流數(shù)據(jù)經(jīng)過ADC模塊轉(zhuǎn)換后和電池電壓數(shù)據(jù)一起送入FPGA模塊進(jìn)行SOC計(jì)算,通過積分器累加得到電池放出的容量C值,由式(1)可計(jì)算出電池的剩余電量百分比,再將計(jì)算出的SOC值傳輸?shù)組CU中用于主被動(dòng)均衡判斷。

(1)

式(1)中:CE為電池總?cè)萘俊?/p>

觀察式(2)發(fā)現(xiàn)對(duì)于FPGA來(lái)說,直接對(duì)連續(xù)的時(shí)間變量做積分較為困難,但可以發(fā)揮FPGA處理速度快的優(yōu)勢(shì),通過對(duì)時(shí)間分段來(lái)逼近連續(xù)變量,通過計(jì)算時(shí)間段T內(nèi)的電量,然后對(duì)每個(gè)T之內(nèi)的變量進(jìn)行累加來(lái)得到放電容量C。

(2)

式(2)中:i為充放電電流;ηi為庫(kù)倫效率系數(shù),在模型計(jì)算中ηi暫取值為1。

本文設(shè)計(jì)中FPGA部分采用EP4CE10F17C8芯片,速度等級(jí)為8,主頻可達(dá)400 MHz,考慮到芯片運(yùn)行負(fù)載等實(shí)際情況,實(shí)驗(yàn)中常取T值為1 s。對(duì)式(2)調(diào)整后C的計(jì)算公式為

(3)

式(3)中:t為系統(tǒng)從開始運(yùn)行到積分運(yùn)算時(shí)所經(jīng)歷的總時(shí)間,將總用時(shí)進(jìn)行等分用于離散計(jì)算;n為周期的整數(shù)倍,n的取值為0～t。

4 仿真驗(yàn)證

4.1 仿真搭建

針對(duì)本文設(shè)計(jì)中的主被動(dòng)結(jié)合的均衡電路,為了驗(yàn)證均衡電路的可執(zhí)行性及充電波形的變化趨勢(shì),以6節(jié)串聯(lián)鋰電池組為例,使用MATLAB/Simulink軟件搭建主被動(dòng)均衡電路仿真模型,其中電池模型選用Simscape庫(kù)中的模型,電池容量參考鋰電池18650設(shè)置為3.15 Ah,額定電壓設(shè)置為3.6 V,上限電壓設(shè)置為4.190 4 V。仿真電路中采用恒流源進(jìn)行充電仿真,結(jié)合單體電池均衡模塊電路相關(guān)的研究[18]搭建仿真電路如圖8所示。

圖8 主被動(dòng)均衡仿真電路Fig.8 Active passive equalization simulation circuit

對(duì)圖8主被動(dòng)均衡電路分別進(jìn)行了6組仿真,如圖9所示。為了驗(yàn)證主被動(dòng)均衡模塊的均衡效果,文中仿真模型中,6節(jié)鋰電池的初始容量各不相同且最大最小容量之間差值大于5%,分別設(shè)置為56%、54%、52%、50%、48%、46%,分別對(duì)應(yīng)電池1～電池6。

圖9 仿真數(shù)據(jù)圖Fig.9 Simulation data graph

4.2 仿真分析

分別對(duì)6組仿真數(shù)據(jù)進(jìn)行關(guān)鍵點(diǎn)取樣,列出表格詳見表1、表2,由表1、表2中數(shù)據(jù)分析可知,當(dāng)主被動(dòng)均衡電路處于充電狀態(tài)時(shí),到達(dá)均衡一致的時(shí)間是157.3 s,相較于單一的被動(dòng)均衡達(dá)到一致的170.3 s和單一主動(dòng)均衡到達(dá)一致的175.7 s而言,主被動(dòng)均衡所用時(shí)間更短。同時(shí)在對(duì)系統(tǒng)做靜置均衡仿真時(shí),主被動(dòng)均衡到達(dá)一致所用時(shí)間184.5 s,相較于被動(dòng)均衡的204.3 s和主動(dòng)均衡的217.5 s也有較為不錯(cuò)的提升。分析數(shù)據(jù)可得,主動(dòng)均衡方案在均衡時(shí)速度較快,但仿真發(fā)現(xiàn),當(dāng)單體電池間差值較小時(shí),所用時(shí)間較長(zhǎng)。被動(dòng)均衡速度雖然較主動(dòng)均衡而言慢一些,但當(dāng)單體間電池差值較小時(shí),均衡速度不受影響,故而當(dāng)主被動(dòng)結(jié)合之后,在單體電池容量差值較小的時(shí)候,啟動(dòng)被動(dòng)均衡可以縮短整體均衡所用時(shí)間,并且主被動(dòng)結(jié)合的方式相較于被動(dòng)均衡方式,能極大地減少能量損耗,提升電池使用效率。

表1 充電均衡關(guān)鍵點(diǎn)Table 1 Balanced charging keypoint

表2 放電均衡關(guān)鍵點(diǎn)Table 2 Standing balanced keypoint

參考圖8所示的仿真模型電路,仿真中的基本參數(shù)都與圖9的模型保持一致,參考工程應(yīng)用中較為流行的反激式變壓器作為均衡電路主要器件,搭建基于反激式變壓器的充放電均衡電路仿真模型,以6節(jié)串聯(lián)鋰電池組為例,使用MATLAB/Simulink軟件搭建主被動(dòng)均衡電路仿真模型,其中電池模型選用Simscape庫(kù)中的模型,電池容量參考鋰電池18650設(shè)置為3.15 Ah,額定電壓設(shè)置為3.6 V,上限電壓設(shè)置為4.190 4 V。仿真電路中采用恒流源進(jìn)行充電仿真,如圖10所示,畫出充電和放電過程中電池SOC變化曲線分別如圖11和圖12所示,對(duì)照曲線圖,取出曲線圖中關(guān)鍵的點(diǎn),列出相應(yīng)的表格如表3和表4所示。

表3 反激式變壓器充電均衡Table 3 Flyback transformer charging balanced keypoint

表4 反激式變壓器放電均衡Table 4 Flyback transformer discharging balanced keypoint

圖10 反激式變壓器仿真電路Fig.10 Simulation circuit of flyback transformer

圖11 反激式變壓器充電均衡Fig.11 Flyback transformer charging balanced

圖12 反激式變壓器放電均衡Fig.12 Flyback transformer discharging balanced

從表3和表4中的數(shù)據(jù)與主被動(dòng)均衡充放電數(shù)據(jù)相比,可以看出在充電均衡的過程中,基于超級(jí)電容的主被動(dòng)充電均衡方案相較于反激式變壓器方案有約60 s的提升,在放電均衡的方案中有約76 s的提升。

5 結(jié)論

針對(duì)現(xiàn)在電池管理系統(tǒng)中單一的均衡方式不足以滿足實(shí)際使用的情況,提出了一種主被動(dòng)結(jié)合的均衡方式,并設(shè)計(jì)采集、均衡、計(jì)算等完整的電池管理系統(tǒng),并對(duì)文中對(duì)所設(shè)計(jì)的主被動(dòng)結(jié)合的電路進(jìn)行Simulink仿真驗(yàn)證,結(jié)果顯示文中所設(shè)計(jì)的主被動(dòng)均衡電路可以在一定程度上提升鋰電池組單體均衡所用時(shí)間,有效地提高均衡效率,對(duì)于電池的使用與保護(hù)起到了關(guān)鍵作用。本文研究采用了FPGA模塊進(jìn)行SOC估算,由于FPGA資源非常豐富,具有非常靈活的可擴(kuò)展性,在未來(lái)隨著對(duì)FPGA研究的逐漸深入,可以采用更復(fù)雜、精度更高的SOC估算算法,從而可以進(jìn)一步提升主被動(dòng)均衡電池管理系統(tǒng)的實(shí)用性。