摘 要： 目前，高電壓和高頻率已成為雙向儲(chǔ)能變流器（PCS）的發(fā)展趨勢(shì)，因此碳化硅（SiC）器件的應(yīng)用在雙向PCS中越來(lái)越廣泛。為了在中小功率雙向PCS中實(shí)現(xiàn)孤島保護(hù)，針對(duì)頻率擾動(dòng)法在檢測(cè)過(guò)程中導(dǎo)致并網(wǎng)諧波增大的問(wèn)題，采用T型三電平拓?fù)?，基于線電壓的DSOGI鎖相環(huán)，以及并網(wǎng)電流正負(fù)序分離控制策略設(shè)計(jì)PCS。同時(shí)，提出一種孤島檢測(cè)優(yōu)化策略，有效減少并網(wǎng)電流諧波含量，并可以在規(guī)定時(shí)間內(nèi)檢測(cè)出孤島效應(yīng)而進(jìn)行保護(hù)。最后完成1臺(tái)雙向PCS樣機(jī)，驗(yàn)證了優(yōu)化控制策略正確有效。

關(guān)鍵詞： 雙向儲(chǔ)能變流器; T型三電平逆變電路; 碳化硅; 孤島檢測(cè)

中圖分類(lèi)號(hào)： TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號(hào)： 2095-8188（2024）12-0033-08

DOI： 10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.12.006

SiC Bidirectional PCS with Optimized Strategy of Islanding Detection

LU Yingjie， MAO Xingkui， CHEN Qi

（College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract： At present，high voltage and high frequency have become the development trend of bidirectional power conversion systems（PCS）.Therefore，the application of silicon carbide（SiC） devices in bidirectional energy storage converters is becoming more and more extensive.In order to achieve islanding protection in small and medium-power bidirectional PCS，and address the issue of increased grid connected hamonics caused by the frequency disturbance method during dectecting，a T-type three-level topology，a DSOGI phase-locked loop based on line voltage，and a grid connected current positive and negative sequence separation control strategy were adopted to design PCS.At the same time，an optimizied strategy for islanding detection was proposed，which can effectively reduce the harmonic content of grid connected current and can detect the islanding effects within the specified time for protection.Finally，a bidirectional PCS prototype was completed，which was verified that the optimal control strategy was correct and effective.

Key words： bidirectional power conversion system（PCS）; T-type three-level inverter circuit; silicon carbide（SiC）; islanding detection

0 引 言

我國(guó)是能源消費(fèi)大國(guó)，風(fēng)電、光伏發(fā)電、水電等新能源發(fā)電發(fā)展迅速^［1-2］。然而在并網(wǎng)工作下，隨機(jī)波動(dòng)的新能源發(fā)電會(huì)對(duì)電網(wǎng)的可靠性和電能質(zhì)量產(chǎn)生影響^［3］。此時(shí)，運(yùn)用儲(chǔ)能技術(shù)可以平抑新能源發(fā)電的波動(dòng)，提高發(fā)電效率和新能源并網(wǎng)的穩(wěn)定性^［4-9］。目前，在新能源并網(wǎng)中運(yùn)用儲(chǔ)能技術(shù)^［10-12］，可以實(shí)現(xiàn)削峰填谷，在需求高峰時(shí)發(fā)送電量、低谷時(shí)儲(chǔ)存電量^［13］。雙向儲(chǔ)能變流器（PCS）作為儲(chǔ)能系統(tǒng)與電網(wǎng)能量交互的關(guān)鍵設(shè)備，其主要任務(wù)是實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能電池和電網(wǎng)之間的能量雙向流動(dòng)^［14］。多電平逆變電路在PCS應(yīng)用中非常普遍，而T型三電平電路在同樣工作頻率下并網(wǎng)電流的諧波含量更低，使PCS濾波電路的設(shè)計(jì)難度降低^［15-16］。

如今，高壓、高效和高頻化已成為PCS發(fā)展的趨勢(shì)，而硅（Si）器件因其自身的限制，已經(jīng)落后于這一發(fā)展趨勢(shì)。比起Si基材料制成的功率器件，寬禁帶功率器件優(yōu)勢(shì)顯著。其中，碳化硅（SiC）材料因具有耐壓更高、導(dǎo)通電阻更低、開(kāi)關(guān)速度更快、工作頻率更高等優(yōu)點(diǎn)，已快速步入商業(yè)化應(yīng)用階段^［17-19］。T型三電平拓?fù)錈o(wú)鉗位二極管，僅由12個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成，功率器件的數(shù)量減少了1/3，在一定程度上減小了功率器件的損耗。此外，T型三電平中要求豎管耐受整個(gè)高壓直流母線的電壓，因而主功率回路使用SiC器件非常適配。在T型三電平電路中使用SiC器件，不僅解決了豎管所耐受的電壓等級(jí)高的問(wèn)題，而且可以運(yùn)用更高的開(kāi)關(guān)頻率，減小濾波電感體積以及提升整機(jī)運(yùn)行效率。綜上所述，T型三電平拓?fù)潆娐芬蚱涓咝屎偷碗娏髦C波等優(yōu)勢(shì)，在PCS領(lǐng)域產(chǎn)品應(yīng)用方案的選擇中脫穎而出。

儲(chǔ)能系統(tǒng)的廣泛投入運(yùn)行，也產(chǎn)生了一些電網(wǎng)保護(hù)問(wèn)題，其中就包括孤島效應(yīng)。孤島效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致用電設(shè)備損壞，同時(shí)會(huì)因重合閘失敗而導(dǎo)致電網(wǎng)重新跳閘。為了保證電網(wǎng)以及分布式發(fā)電系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行，需要在逆變器的保護(hù)中添加孤島檢測(cè)及其保護(hù)功能。常見(jiàn)的孤島檢測(cè)方法可分為被動(dòng)檢測(cè)法和主動(dòng)檢測(cè)法。被動(dòng)檢測(cè)法是通過(guò)對(duì)并網(wǎng)點(diǎn)的電壓頻率、相位以及幅值的跳變情況進(jìn)行檢測(cè)來(lái)判定孤島效應(yīng)的情況。主動(dòng)檢測(cè)法主要有注入有功/無(wú)功功率擾動(dòng)法、滑膜頻率漂移法以及主動(dòng)移頻法等^［20］。主動(dòng)檢測(cè)法的檢測(cè)盲區(qū)較小，但存在引入無(wú)功擾動(dòng)，影響電能質(zhì)量^［21］。而基于無(wú)功功率注入法對(duì)孤島檢測(cè)進(jìn)行研究，重復(fù)性注入的大幅無(wú)功擾動(dòng)也會(huì)直接對(duì)并網(wǎng)電流諧波含量產(chǎn)生不良影響^［22］。

本文研究的雙向PCS，主電路采用T型三電平拓?fù)?。第一部分闡述了T型三電平拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài)及原理，概括了空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）原理，推導(dǎo)了線電壓空間變換，分析雙二階廣義積分器鎖相環(huán)（DSOGI-PLL）原理，并采用了并網(wǎng)電流正負(fù)序分離控制。第二部分介紹了無(wú)功注入法孤島檢測(cè)的原理，并在此基礎(chǔ)上提出改進(jìn)的無(wú)功注入孤島檢測(cè)優(yōu)化策略。第三部分對(duì)提出的控制方式和優(yōu)化策略進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 雙向PCS結(jié)構(gòu)及其調(diào)制策略

基于SiC器件的雙向PCS電路系統(tǒng)如圖1所示。圖1包括主功率T型三電平電路、電壓電流采樣電路、PWM驅(qū)動(dòng)電路、控制芯片及其外圍電路、上位機(jī)CAN通信部分。其中，主控MCU采用TMS320F28377D單片機(jī)。

主電路采用T型三電平拓?fù)?，其中，VTa1～VTa4、VTb1～VTb4、VTc1～VTc4為功率器件;La、Lb、Lc為PCS三相濾波電感;CDC1、CDC2分別為直流側(cè)上母線電容和下母線電容，且CDC1=CDC2;UDC為母線電壓;ua、ub、uc為網(wǎng)側(cè)三相相電壓;UDC1、UDC2分別是上母線電容電壓和下母線電容電壓，理想狀態(tài)下中點(diǎn)電位平衡時(shí)，一般認(rèn)為二者相等，即UDC1=UDC2=UDC/2;P、N、O點(diǎn)分別為母線直流側(cè)的正極、負(fù)極以及中點(diǎn)電位。單獨(dú)以A相進(jìn)行分析電路原理，電路中該相有2個(gè)豎管（VTa1和VTa4），以及2個(gè)橫管（VTa2和VTa3）。VTa1和VTa4串聯(lián)，連接點(diǎn)為A點(diǎn);VTa2與VTa3共漏極串聯(lián)，連接A、O點(diǎn)。其他B、C兩相結(jié)構(gòu)同A相對(duì)稱(chēng)相同。

通過(guò)開(kāi)關(guān)管VTa1～VTa4的配合，即可使A點(diǎn)可以和P、O、N點(diǎn)連接，此時(shí)A點(diǎn)相對(duì)中性點(diǎn)O點(diǎn)的電位（UAO）有UDC/2、0、-UDC/2共3種電位，分別以P、O、N表示。

1.1 SVPWM

如今，SVPWM已成為并網(wǎng)逆變器電路中常用且成熟的調(diào)制策略。SVPWM是通過(guò)調(diào)制合成輸出空間電壓矢量，形成近似圓形空間磁場(chǎng)，以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)控制，實(shí)現(xiàn)較高的輸出電壓的質(zhì)量與效率，以及實(shí)現(xiàn)相比于傳統(tǒng)正弦脈寬調(diào)制（SPWM）策略更高的電壓調(diào)制率。

T型三電平具有3相輸出，各相均存在3種電平狀態(tài)。此時(shí)，可以組合的空間電壓矢量共有27個(gè)。對(duì)于不同矢量作用，空間電壓矢量可以分成6個(gè)大扇區(qū)，用Ⅰ～Ⅵ表示。單獨(dú)的大扇區(qū)又可以另外分6個(gè)小扇區(qū)，這樣就形成了全部27個(gè)空間電壓矢量的組成及其具體分布位置。這27種矢量按照矢量模長(zhǎng)歸類(lèi)為4種矢量類(lèi)型，即6個(gè)大矢量，6個(gè)中矢量，12個(gè)正、負(fù)小矢量，3個(gè)零矢量。

以常用的七段式SVPWM為例，其是以負(fù)小矢量為起始矢量，且作用順序中心對(duì)稱(chēng)，相應(yīng)的基本空間電壓矢量作用過(guò)程中每個(gè)開(kāi)關(guān)周期切換一次開(kāi)關(guān)狀態(tài)，共切換6次，作用7個(gè)基本空間電壓矢量。上一個(gè)電壓矢量切換下一個(gè)時(shí)只會(huì)有一相電位變換，且P、N之間不直接切換，需經(jīng)O電位過(guò)渡。根據(jù)七段式SVPWM的特性，參考電壓Uref由正小矢量POO、負(fù)小矢量ONN、OON和零矢量OOO來(lái)合成，相應(yīng)的作用順序?yàn)椋篛NN-OON-OOO-POO-OOO-OON-ONN。

1.2 線電壓采樣的DSOGI-PLL

鎖相環(huán)（PLL）技術(shù)主要有解耦雙同步參考坐標(biāo)系PLL、同步坐標(biāo)系PLL和DSOGI-PLL等^［23-24］，其中DSOGI-PLL的鎖相穩(wěn)定、精度高。本文設(shè)計(jì)的雙向PCS采用三相三線制，則采用線電壓進(jìn)行DSOGI-PLL鎖相控制。

三相相電壓與兩相靜止坐標(biāo)系下α軸、β軸分量的關(guān)系式為

UaUbUc=10－1232－12－32UαUβ（1）

式中： Ua、Ub、Uc——三相電網(wǎng)相電壓;

Uα、Uβ——兩相靜止坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓α軸與β軸分量。

三相電網(wǎng)系統(tǒng)中，線電壓與相電壓關(guān)系式為

Uab=Ua－UbUbc=Ub－UcUca=Uc－Ua（2）

式中： Uab、Ubc、Uca——三相電網(wǎng)線電壓。

結(jié)合式（1）和式（2），可得線電壓和兩相靜止坐標(biāo)系下α軸與β軸分量Uα、Uβ關(guān)系為

UabUbcUca=32－3203－32－32UαUβ（3）

根據(jù)空間變換公式，得出以下關(guān)系式。線電壓三相靜止兩相靜止（3s/2s）變換關(guān)系式為

UαUβ=130－13－39239－39UabUbcUca（4）

因此，兩相靜止兩相旋轉(zhuǎn)（2s/2r）變換關(guān)系式為

UdUq=cosθsinθ－sinθcosθUαUβ（5）

式中： Ud、Uq——電壓d軸分量與q軸分量;

θ——d軸與α軸的夾角。

利用式（4）對(duì)線電壓進(jìn)行解耦，空間變換為兩相靜止坐標(biāo)系下α軸、β軸分量，然后DSOGI-PLL進(jìn)行正負(fù)序分離，得到正序分量。最后利用式（5）轉(zhuǎn)為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下q軸的正序分量，并對(duì)該正序分量進(jìn)行采用比例積分控制的鎖相環(huán)節(jié)而得到電網(wǎng)電壓相位角，實(shí)現(xiàn)基于線電壓的PLL。

基于DSOGI的正交信號(hào)發(fā)生器控制框圖如圖2所示。其中ui表示輸入交流電壓，相位相差90°的uo、quo表示輸出交流電壓，ωo表示電網(wǎng)的角頻率。

該正交信號(hào)發(fā)生器的同相信號(hào)傳遞函數(shù)為

Hd（s）=uo（s）ui（s）=kωoss2+kωos+ωo2（6）

正交信號(hào)傳遞函數(shù)為

Hq（s）=quo（s）ui（s）=kωo2s2+kωos+ωo2（7）

當(dāng)處于三相不平衡電網(wǎng)電壓時(shí)，網(wǎng)側(cè)電壓可通過(guò)數(shù)學(xué)變換轉(zhuǎn)換為相序不同幅值相等的3組對(duì)稱(chēng)分量。正序分量中，A相對(duì)于B相是超前的，對(duì)于C相是滯后的;負(fù)序分量中，A相對(duì)于C相是超前的，對(duì)于B相是滯后的。對(duì)于三相電壓對(duì)應(yīng)的正負(fù)序分量進(jìn)行三相/兩相（3s/2s）變換后，正序分量可表示為

UαpUβp=121－qq1UαUβ（8）

式中： Uαp、Uβp——電壓在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的正序分量;

q——逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)90°。

負(fù)序分量可表示為

UαnUβn=121q－q1UαUβ（9）

式中： Uαn、Uβn——電壓在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的負(fù)序分量。

因此，該P(yáng)LL的鎖相步驟：先對(duì)采樣的線電壓進(jìn)行3s/2s變換，對(duì)得到的線電壓αβ分量開(kāi)展正負(fù)序分離;再對(duì)分離后的正序分量uαp、uβp進(jìn)行2s/2r變換;最后將得到的正序分量uqp進(jìn)行采用PI控制的鎖相環(huán)節(jié)而得到電網(wǎng)電壓相位角。基于線電壓采樣的PLL控制框圖如圖3所示。

1.3 并網(wǎng)電流正負(fù)序分離控制設(shè)計(jì)

當(dāng)并網(wǎng)電壓存在不平衡狀態(tài)時(shí)，對(duì)并網(wǎng)電流進(jìn)行正負(fù)序分離控制可以平衡控制三相并網(wǎng)電流，因此本文采用全通濾波器。其帶寬高，可以滿足跟蹤并網(wǎng)電流的需求。然后構(gòu)造同相信號(hào)與正交信號(hào)，正交信號(hào)的傳遞函數(shù)G（s）為

G（s）=－s+ωs+ω（10）

其中，ω=2πf。

式中： ω——電網(wǎng)角頻率;

f——電網(wǎng)頻率。

因此，可得同相信號(hào)與正交信號(hào)控制框圖。基于全通濾波器正交信號(hào)發(fā)生器的控制框圖如圖4所示。

圖4中，ii為輸入交流電流信號(hào)，io、qio分別為相位相差90°的同相、正交輸出交流電流信號(hào)。

因此，兩相靜止坐標(biāo)系下三相并網(wǎng)電流的正序矢量的分量可以表示為

iαpiβp=121－qq1iαiβ（11）

式中： iαp、iβp——電流在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的正序分量。

負(fù)序矢量的分量可以表示為

iαniβn=121q－q1iαiβ（12）

式中： iαn、iβn——電流在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的負(fù)序分量。

兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的電流正負(fù)序分離如圖5所示。同樣對(duì)三相并網(wǎng)相電流進(jìn)行正負(fù)序分離，首先對(duì)該電流進(jìn)行3s/2s變換，可得其iα、iβ分量;再利用式（10）得到iα、iβ分量的同相和正交信號(hào);最后通過(guò)式（11）、式（12）得到并網(wǎng)電流在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的正負(fù)序分量。

因此，并網(wǎng)電流正負(fù)序分離控制策略如圖6所示。

1.4 控制程序流程圖

控制程序流程如圖7所示。左側(cè)為PLL程序流程，右側(cè)為正負(fù)序分離控制程序流程。

2 雙向PCS無(wú)功注入孤島檢測(cè)方式

在并網(wǎng)雙向PCS中，并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)以及本地負(fù)載示意如圖8所示。變流器不僅處于并網(wǎng)狀態(tài)，也可能出現(xiàn)一個(gè)本地負(fù)載。當(dāng)變流器輸出的有功和無(wú)功功率和本地負(fù)載的有功和無(wú)功功率匹配時(shí)，將產(chǎn)生孤島效應(yīng)。

根據(jù)能量守恒定律，PCC點(diǎn)的功率流應(yīng)滿足：

Pload=PPV+PGridQload=QPV+QGrid（13）

當(dāng)系統(tǒng)與電網(wǎng)正常連接時(shí)，并網(wǎng)點(diǎn)PCC點(diǎn)的電壓和頻率與電網(wǎng)電壓和頻率相等。因此，該狀態(tài)下負(fù)載側(cè)消耗的有功功率、無(wú)功功率分別為

Pload=U2R+Ug2R

Qload=U21ωL-ωC=Ug21ωgL-ωgC（14）

式中： U——并網(wǎng)點(diǎn)PCC點(diǎn)電壓;

ω——并網(wǎng)點(diǎn)PCC點(diǎn)角頻率;

Ug——電網(wǎng)電壓;

Ωg——電網(wǎng)角頻率。

若并網(wǎng)連接時(shí)PGrid≠0、QGrid≠0，則當(dāng)電網(wǎng)斷開(kāi)后，系統(tǒng)輸出功率與本地負(fù)載所需功率之間存在差異，這將導(dǎo)致并網(wǎng)點(diǎn)PCC點(diǎn)電壓和頻率產(chǎn)生偏移。此時(shí)，偏移量遠(yuǎn)大于檢測(cè)閾值，可以根據(jù)偏移量來(lái)進(jìn)行孤島檢測(cè)。若并網(wǎng)連接時(shí)PGrid=0、QGrid=0，即系統(tǒng)輸出功率與本地負(fù)載所需功率相匹配。當(dāng)電網(wǎng)斷開(kāi)后，并網(wǎng)點(diǎn)PCC點(diǎn)電壓和頻率的偏移非常小，且遠(yuǎn)小于檢測(cè)閾值，這時(shí)很難根據(jù)并網(wǎng)點(diǎn)PCC點(diǎn)電壓和頻率的偏移來(lái)檢測(cè)孤島效應(yīng)。此時(shí)，系統(tǒng)繼續(xù)運(yùn)行，形成一個(gè)孤島發(fā)電系統(tǒng)。

常見(jiàn)的孤島檢測(cè)方法是向電網(wǎng)注入擾動(dòng)，當(dāng)形成孤島效應(yīng)后，注入的擾動(dòng)會(huì)使并網(wǎng)點(diǎn)PCC的電壓或者頻率超出某個(gè)范圍，繼而檢測(cè)出孤島。本文使用的孤島檢測(cè)方法是通過(guò)注入無(wú)功擾動(dòng)，使頻率超出設(shè)置的范圍而準(zhǔn)確迅速地檢測(cè)出孤島。注入的無(wú)功擾動(dòng)以并網(wǎng)點(diǎn)PCC處電壓頻率和基準(zhǔn)頻率的差值為擾動(dòng)參考值。同時(shí)，為了通過(guò)這個(gè)較小差值的擾動(dòng)量，可以達(dá)到足夠大的無(wú)功擾動(dòng)，需在該差值與無(wú)功電流的反饋關(guān)系中加入正反饋增益。正反饋可以加速注入的無(wú)功擾動(dòng)以及孤島檢測(cè)速度。

在PCS中要控制無(wú)功功率，需要控制電流超前或滯后網(wǎng)側(cè)電壓，即控制解耦后電流q軸分量iq。在傳統(tǒng)無(wú)功注入檢測(cè)法中，需要不斷改變電流q軸分量iq，形成往并網(wǎng)點(diǎn)PCC電壓處不斷注入無(wú)功的條件，這樣注入無(wú)功的方式會(huì)對(duì)PLL的準(zhǔn)確性以及并網(wǎng)輸出電流的電能質(zhì)量產(chǎn)生影響。

GB/T 34120—2017《電化學(xué)儲(chǔ)能系統(tǒng)儲(chǔ)能變流器技術(shù)規(guī)范》規(guī)定，當(dāng)并網(wǎng)點(diǎn)電壓頻率超出一定的范圍時(shí)，PCS應(yīng)在2 s內(nèi)停止向負(fù)載供電，并從電網(wǎng)切除，即2 s內(nèi)完成孤島檢測(cè)并實(shí)現(xiàn)保護(hù)。因此，在傳統(tǒng)無(wú)功擾動(dòng)孤島檢測(cè)方式上，本文提出并采用一種間歇性注入無(wú)功擾動(dòng)的優(yōu)化孤島檢測(cè)方式。在國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)要求時(shí)間區(qū)間［0 s，2 s］中，在1 s時(shí)間點(diǎn)處固定地注入無(wú)功擾動(dòng)，并在［0 s，1 s］和［1 s，2 s］時(shí)間區(qū)間內(nèi)隨機(jī)注入無(wú)功擾動(dòng)，減小無(wú)功擾動(dòng)對(duì)并網(wǎng)質(zhì)量的影響。優(yōu)化孤島檢測(cè)控制程序流程如圖9所示。通過(guò)仿真以及實(shí)驗(yàn)，證明該優(yōu)化檢測(cè)策略簡(jiǎn)單有效，檢測(cè)結(jié)果準(zhǔn)確迅速，可以有效檢測(cè)孤島效應(yīng)，并實(shí)現(xiàn)快速響應(yīng)孤島保護(hù)。

3 實(shí) 驗(yàn)

本文設(shè)計(jì)了1臺(tái)雙向PCS樣機(jī)。T型三電平雙向PCS關(guān)鍵參數(shù)如表1所示。其中功率器件為Qorvo公司的SiC MOSFET（分別為UF3C 120040K4S和UJ4C075023K4S），控制芯片采用TMS320F28377D。

根據(jù)上文設(shè)計(jì)的樣機(jī)方案以及控制策略，編寫(xiě)了控制程序軟件，搭建并調(diào)試了AC/DC的T型三電平雙向PCS實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。T型三電平變流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖10所示。樣機(jī)分為控制電路板和主功率電路板。其中，主功率電路板包括三相保險(xiǎn)絲、兩級(jí)三相EMI濾波器、三相功率主繼電器及輔助繼電器、三相霍爾電流傳感器、三相功率濾波電感、SiC功率開(kāi)關(guān)器件及其散熱片、直流母線電解電容以及降溫風(fēng)扇?？刂齐娐钒搴瑔纹瑱C(jī)系統(tǒng)、輔助供電電源、采樣處理電路和CAN通信以及其他外圍電路等。

孤島保護(hù)前后傳統(tǒng)檢測(cè)策略的PLL鎖相頻率輸出實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示;孤島保護(hù)前后采用所提優(yōu)化檢測(cè)策略的鎖相頻率輸出實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。由圖12可知，該策略可以準(zhǔn)確地鎖定電網(wǎng)電壓的頻率。

樣機(jī)上完成并網(wǎng)逆變、整流、雙向切換以及孤島檢測(cè)及其保護(hù)實(shí)驗(yàn)。

并網(wǎng)逆變狀態(tài)下三相相電流以及Uab線電壓波形如圖13所示。此時(shí)樣機(jī)功率為10 kW，由功率分析儀測(cè)得相電流iTHD為0.911%，PF為0.999 9。

并網(wǎng)整流狀態(tài)下三相相電流以及Uab線電壓波形如圖14所示。此時(shí)樣機(jī)功率為10 kW，由功率分析儀測(cè)得相電流iTHD為0.824%，PF為0.999 9。

工頻電網(wǎng)相電壓220 V、輸出有功功率10 kW工況下逆變狀態(tài)切換整流狀態(tài)實(shí)驗(yàn)的并網(wǎng)電流以及線電壓UAB波形如圖15所示。由圖15可知，雙向PCS樣機(jī)從逆變狀態(tài)無(wú)縫切換至整流狀態(tài)，切換時(shí)間在100 ms以?xún)?nèi)。

工頻電網(wǎng)相電壓220 V、輸出有功功率10kW工況下整流狀態(tài)切換逆變狀態(tài)實(shí)驗(yàn)的并網(wǎng)電流和線電壓UAB波形如圖16所示。由圖16可知，雙向PCS樣機(jī)從整流狀態(tài)無(wú)縫切換至逆變狀態(tài)，其切換時(shí)間在100 ms以?xún)?nèi)。

10 kW和6.6 kW有功功率下孤島保護(hù)時(shí)的三相電流和Uab線電壓波形分別如圖17、圖18所示。從相電流波形可得出，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在孤島效應(yīng)發(fā)生時(shí)的判定結(jié)果正確有效，且孤島保護(hù)過(guò)程中保護(hù)時(shí)間均為26 ms，符合國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)要求。

同時(shí)，在樣機(jī)采用不同檢測(cè)策略時(shí)對(duì)電能質(zhì)量的影響進(jìn)行對(duì)比實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。不同孤島檢測(cè)策略下樣機(jī)電能質(zhì)量對(duì)比如表2所示。由表2可知，采用傳統(tǒng)檢測(cè)策略對(duì)鎖相頻率的精度遠(yuǎn)遠(yuǎn)不及優(yōu)化檢測(cè)策略。而且在并網(wǎng)控制中2種策略對(duì)并網(wǎng)電流iTHD有很大影響，優(yōu)化檢測(cè)策略的并網(wǎng)電流諧波含量明顯低于傳統(tǒng)檢測(cè)策略。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了基于SiC器件的PCS，主電路采用T型三電平拓?fù)?，同時(shí)采用基于線電壓的DSOGI-PLL，并進(jìn)行并網(wǎng)電流正負(fù)序分離控制。另外，在傳統(tǒng)無(wú)功擾動(dòng)檢測(cè)的基礎(chǔ)上提出并采用了一種間歇性注入無(wú)功擾動(dòng)的優(yōu)化孤島檢測(cè)方式，通過(guò)間歇性固定間隔與隨機(jī)間隔的無(wú)功注入來(lái)檢測(cè)孤島效應(yīng)，從而減少無(wú)功注入對(duì)并網(wǎng)質(zhì)量的影響。最后完成了1臺(tái)10 kW基于SiC器件的雙向PCS樣機(jī)，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的系統(tǒng)方案和控制策略的正確性。

【參 考 文 獻(xiàn)】

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收稿日期： 20240727