摘 要： 目前，高電壓和高頻率已成為雙向儲能變流器（PCS）的發(fā)展趨勢，因此碳化硅（SiC）器件的應用在雙向PCS中越來越廣泛。為了在中小功率雙向PCS中實現孤島保護，針對頻率擾動法在檢測過程中導致并網諧波增大的問題，采用T型三電平拓撲，基于線電壓的DSOGI鎖相環(huán)，以及并網電流正負序分離控制策略設計PCS。同時，提出一種孤島檢測優(yōu)化策略，有效減少并網電流諧波含量，并可以在規(guī)定時間內檢測出孤島效應而進行保護。最后完成1臺雙向PCS樣機，驗證了優(yōu)化控制策略正確有效。

關鍵詞： 雙向儲能變流器; T型三電平逆變電路; 碳化硅; 孤島檢測

中圖分類號： TM46

文獻標志碼： A

文章編號： 2095-8188（2024）12-0033-08

DOI： 10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.12.006

SiC Bidirectional PCS with Optimized Strategy of Islanding Detection

LU Yingjie， MAO Xingkui， CHEN Qi

（College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract： At present，high voltage and high frequency have become the development trend of bidirectional power conversion systems（PCS）.Therefore，the application of silicon carbide（SiC） devices in bidirectional energy storage converters is becoming more and more extensive.In order to achieve islanding protection in small and medium-power bidirectional PCS，and address the issue of increased grid connected hamonics caused by the frequency disturbance method during dectecting，a T-type three-level topology，a DSOGI phase-locked loop based on line voltage，and a grid connected current positive and negative sequence separation control strategy were adopted to design PCS.At the same time，an optimizied strategy for islanding detection was proposed，which can effectively reduce the harmonic content of grid connected current and can detect the islanding effects within the specified time for protection.Finally，a bidirectional PCS prototype was completed，which was verified that the optimal control strategy was correct and effective.

Key words： bidirectional power conversion system（PCS）; T-type three-level inverter circuit; silicon carbide（SiC）; islanding detection

0 引 言

我國是能源消費大國，風電、光伏發(fā)電、水電等新能源發(fā)電發(fā)展迅速^［1-2］。然而在并網工作下，隨機波動的新能源發(fā)電會對電網的可靠性和電能質量產生影響^［3］。此時，運用儲能技術可以平抑新能源發(fā)電的波動，提高發(fā)電效率和新能源并網的穩(wěn)定性^［4-9］。目前，在新能源并網中運用儲能技術^［10-12］，可以實現削峰填谷，在需求高峰時發(fā)送電量、低谷時儲存電量^［13］。雙向儲能變流器（PCS）作為儲能系統(tǒng)與電網能量交互的關鍵設備，其主要任務是實現儲能電池和電網之間的能量雙向流動^［14］。多電平逆變電路在PCS應用中非常普遍，而T型三電平電路在同樣工作頻率下并網電流的諧波含量更低，使PCS濾波電路的設計難度降低^［15-16］。

如今，高壓、高效和高頻化已成為PCS發(fā)展的趨勢，而硅（Si）器件因其自身的限制，已經落后于這一發(fā)展趨勢。比起Si基材料制成的功率器件，寬禁帶功率器件優(yōu)勢顯著。其中，碳化硅（SiC）材料因具有耐壓更高、導通電阻更低、開關速度更快、工作頻率更高等優(yōu)點，已快速步入商業(yè)化應用階段^［17-19］。T型三電平拓撲無鉗位二極管，僅由12個功率開關器件構成，功率器件的數量減少了1/3，在一定程度上減小了功率器件的損耗。此外，T型三電平中要求豎管耐受整個高壓直流母線的電壓，因而主功率回路使用SiC器件非常適配。在T型三電平電路中使用SiC器件，不僅解決了豎管所耐受的電壓等級高的問題，而且可以運用更高的開關頻率，減小濾波電感體積以及提升整機運行效率。綜上所述，T型三電平拓撲電路因其高效率和低電流諧波等優(yōu)勢，在PCS領域產品應用方案的選擇中脫穎而出。

儲能系統(tǒng)的廣泛投入運行，也產生了一些電網保護問題，其中就包括孤島效應。孤島效應會導致用電設備損壞，同時會因重合閘失敗而導致電網重新跳閘。為了保證電網以及分布式發(fā)電系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行，需要在逆變器的保護中添加孤島檢測及其保護功能。常見的孤島檢測方法可分為被動檢測法和主動檢測法。被動檢測法是通過對并網點的電壓頻率、相位以及幅值的跳變情況進行檢測來判定孤島效應的情況。主動檢測法主要有注入有功/無功功率擾動法、滑膜頻率漂移法以及主動移頻法等^［20］。主動檢測法的檢測盲區(qū)較小，但存在引入無功擾動，影響電能質量^［21］。而基于無功功率注入法對孤島檢測進行研究，重復性注入的大幅無功擾動也會直接對并網電流諧波含量產生不良影響^［22］。

本文研究的雙向PCS，主電路采用T型三電平拓撲。第一部分闡述了T型三電平拓撲的工作模態(tài)及原理，概括了空間矢量脈寬調制（SVPWM）原理，推導了線電壓空間變換，分析雙二階廣義積分器鎖相環(huán)（DSOGI-PLL）原理，并采用了并網電流正負序分離控制。第二部分介紹了無功注入法孤島檢測的原理，并在此基礎上提出改進的無功注入孤島檢測優(yōu)化策略。第三部分對提出的控制方式和優(yōu)化策略進行了實驗驗證。

1 雙向PCS結構及其調制策略

基于SiC器件的雙向PCS電路系統(tǒng)如圖1所示。圖1包括主功率T型三電平電路、電壓電流采樣電路、PWM驅動電路、控制芯片及其外圍電路、上位機CAN通信部分。其中，主控MCU采用TMS320F28377D單片機。

主電路采用T型三電平拓撲，其中，VTa1～VTa4、VTb1～VTb4、VTc1～VTc4為功率器件;La、Lb、Lc為PCS三相濾波電感;CDC1、CDC2分別為直流側上母線電容和下母線電容，且CDC1=CDC2;UDC為母線電壓;ua、ub、uc為網側三相相電壓;UDC1、UDC2分別是上母線電容電壓和下母線電容電壓，理想狀態(tài)下中點電位平衡時，一般認為二者相等，即UDC1=UDC2=UDC/2;P、N、O點分別為母線直流側的正極、負極以及中點電位。單獨以A相進行分析電路原理，電路中該相有2個豎管（VTa1和VTa4），以及2個橫管（VTa2和VTa3）。VTa1和VTa4串聯，連接點為A點;VTa2與VTa3共漏極串聯，連接A、O點。其他B、C兩相結構同A相對稱相同。

通過開關管VTa1～VTa4的配合，即可使A點可以和P、O、N點連接，此時A點相對中性點O點的電位（UAO）有UDC/2、0、-UDC/2共3種電位，分別以P、O、N表示。

1.1 SVPWM

如今，SVPWM已成為并網逆變器電路中常用且成熟的調制策略。SVPWM是通過調制合成輸出空間電壓矢量，形成近似圓形空間磁場，以實現并網控制，實現較高的輸出電壓的質量與效率，以及實現相比于傳統(tǒng)正弦脈寬調制（SPWM）策略更高的電壓調制率。

T型三電平具有3相輸出，各相均存在3種電平狀態(tài)。此時，可以組合的空間電壓矢量共有27個。對于不同矢量作用，空間電壓矢量可以分成6個大扇區(qū)，用Ⅰ～Ⅵ表示。單獨的大扇區(qū)又可以另外分6個小扇區(qū)，這樣就形成了全部27個空間電壓矢量的組成及其具體分布位置。這27種矢量按照矢量模長歸類為4種矢量類型，即6個大矢量，6個中矢量，12個正、負小矢量，3個零矢量。

以常用的七段式SVPWM為例，其是以負小矢量為起始矢量，且作用順序中心對稱，相應的基本空間電壓矢量作用過程中每個開關周期切換一次開關狀態(tài)，共切換6次，作用7個基本空間電壓矢量。上一個電壓矢量切換下一個時只會有一相電位變換，且P、N之間不直接切換，需經O電位過渡。根據七段式SVPWM的特性，參考電壓Uref由正小矢量POO、負小矢量ONN、OON和零矢量OOO來合成，相應的作用順序為：ONN-OON-OOO-POO-OOO-OON-ONN。

1.2 線電壓采樣的DSOGI-PLL

鎖相環(huán)（PLL）技術主要有解耦雙同步參考坐標系PLL、同步坐標系PLL和DSOGI-PLL等^［23-24］，其中DSOGI-PLL的鎖相穩(wěn)定、精度高。本文設計的雙向PCS采用三相三線制，則采用線電壓進行DSOGI-PLL鎖相控制。

三相相電壓與兩相靜止坐標系下α軸、β軸分量的關系式為

UaUbUc=10－1232－12－32UαUβ（1）

式中： Ua、Ub、Uc——三相電網相電壓;

Uα、Uβ——兩相靜止坐標系下電網電壓α軸與β軸分量。

三相電網系統(tǒng)中，線電壓與相電壓關系式為

Uab=Ua－UbUbc=Ub－UcUca=Uc－Ua（2）

式中： Uab、Ubc、Uca——三相電網線電壓。

結合式（1）和式（2），可得線電壓和兩相靜止坐標系下α軸與β軸分量Uα、Uβ關系為

UabUbcUca=32－3203－32－32UαUβ（3）

根據空間變換公式，得出以下關系式。線電壓三相靜止兩相靜止（3s/2s）變換關系式為

UαUβ=130－13－39239－39UabUbcUca（4）

因此，兩相靜止兩相旋轉（2s/2r）變換關系式為

UdUq=cosθsinθ－sinθcosθUαUβ（5）

式中： Ud、Uq——電壓d軸分量與q軸分量;

θ——d軸與α軸的夾角。

利用式（4）對線電壓進行解耦，空間變換為兩相靜止坐標系下α軸、β軸分量，然后DSOGI-PLL進行正負序分離，得到正序分量。最后利用式（5）轉為兩相旋轉坐標系下q軸的正序分量，并對該正序分量進行采用比例積分控制的鎖相環(huán)節(jié)而得到電網電壓相位角，實現基于線電壓的PLL。

基于DSOGI的正交信號發(fā)生器控制框圖如圖2所示。其中ui表示輸入交流電壓，相位相差90°的uo、quo表示輸出交流電壓，ωo表示電網的角頻率。

該正交信號發(fā)生器的同相信號傳遞函數為

Hd（s）=uo（s）ui（s）=kωoss2+kωos+ωo2（6）

正交信號傳遞函數為

Hq（s）=quo（s）ui（s）=kωo2s2+kωos+ωo2（7）

當處于三相不平衡電網電壓時，網側電壓可通過數學變換轉換為相序不同幅值相等的3組對稱分量。正序分量中，A相對于B相是超前的，對于C相是滯后的;負序分量中，A相對于C相是超前的，對于B相是滯后的。對于三相電壓對應的正負序分量進行三相/兩相（3s/2s）變換后，正序分量可表示為

UαpUβp=121－qq1UαUβ（8）

式中： Uαp、Uβp——電壓在兩相靜止αβ坐標系下的正序分量;

q——逆時針旋轉90°。

負序分量可表示為

UαnUβn=121q－q1UαUβ（9）

式中： Uαn、Uβn——電壓在兩相靜止αβ坐標系下的負序分量。

因此，該PLL的鎖相步驟：先對采樣的線電壓進行3s/2s變換，對得到的線電壓αβ分量開展正負序分離;再對分離后的正序分量uαp、uβp進行2s/2r變換;最后將得到的正序分量uqp進行采用PI控制的鎖相環(huán)節(jié)而得到電網電壓相位角?；诰€電壓采樣的PLL控制框圖如圖3所示。

1.3 并網電流正負序分離控制設計

當并網電壓存在不平衡狀態(tài)時，對并網電流進行正負序分離控制可以平衡控制三相并網電流，因此本文采用全通濾波器。其帶寬高，可以滿足跟蹤并網電流的需求。然后構造同相信號與正交信號，正交信號的傳遞函數G（s）為

G（s）=－s+ωs+ω（10）

其中，ω=2πf。

式中： ω——電網角頻率;

f——電網頻率。

因此，可得同相信號與正交信號控制框圖?；谌V波器正交信號發(fā)生器的控制框圖如圖4所示。

圖4中，ii為輸入交流電流信號，io、qio分別為相位相差90°的同相、正交輸出交流電流信號。

因此，兩相靜止坐標系下三相并網電流的正序矢量的分量可以表示為

iαpiβp=121－qq1iαiβ（11）

式中： iαp、iβp——電流在兩相靜止αβ坐標系下的正序分量。

負序矢量的分量可以表示為

iαniβn=121q－q1iαiβ（12）

式中： iαn、iβn——電流在兩相靜止αβ坐標系下的負序分量。

兩相靜止αβ坐標系下的電流正負序分離如圖5所示。同樣對三相并網相電流進行正負序分離，首先對該電流進行3s/2s變換，可得其iα、iβ分量;再利用式（10）得到iα、iβ分量的同相和正交信號;最后通過式（11）、式（12）得到并網電流在兩相靜止αβ坐標系下的正負序分量。

因此，并網電流正負序分離控制策略如圖6所示。

1.4 控制程序流程圖

控制程序流程如圖7所示。左側為PLL程序流程，右側為正負序分離控制程序流程。

2 雙向PCS無功注入孤島檢測方式

在并網雙向PCS中，并網逆變器與電網以及本地負載示意如圖8所示。變流器不僅處于并網狀態(tài)，也可能出現一個本地負載。當變流器輸出的有功和無功功率和本地負載的有功和無功功率匹配時，將產生孤島效應。

根據能量守恒定律，PCC點的功率流應滿足：

Pload=PPV+PGridQload=QPV+QGrid（13）

當系統(tǒng)與電網正常連接時，并網點PCC點的電壓和頻率與電網電壓和頻率相等。因此，該狀態(tài)下負載側消耗的有功功率、無功功率分別為

Pload=U2R+Ug2R

Qload=U21ωL-ωC=Ug21ωgL-ωgC（14）

式中： U——并網點PCC點電壓;

ω——并網點PCC點角頻率;

Ug——電網電壓;

Ωg——電網角頻率。

若并網連接時PGrid≠0、QGrid≠0，則當電網斷開后，系統(tǒng)輸出功率與本地負載所需功率之間存在差異，這將導致并網點PCC點電壓和頻率產生偏移。此時，偏移量遠大于檢測閾值，可以根據偏移量來進行孤島檢測。若并網連接時PGrid=0、QGrid=0，即系統(tǒng)輸出功率與本地負載所需功率相匹配。當電網斷開后，并網點PCC點電壓和頻率的偏移非常小，且遠小于檢測閾值，這時很難根據并網點PCC點電壓和頻率的偏移來檢測孤島效應。此時，系統(tǒng)繼續(xù)運行，形成一個孤島發(fā)電系統(tǒng)。

常見的孤島檢測方法是向電網注入擾動，當形成孤島效應后，注入的擾動會使并網點PCC的電壓或者頻率超出某個范圍，繼而檢測出孤島。本文使用的孤島檢測方法是通過注入無功擾動，使頻率超出設置的范圍而準確迅速地檢測出孤島。注入的無功擾動以并網點PCC處電壓頻率和基準頻率的差值為擾動參考值。同時，為了通過這個較小差值的擾動量，可以達到足夠大的無功擾動，需在該差值與無功電流的反饋關系中加入正反饋增益。正反饋可以加速注入的無功擾動以及孤島檢測速度。

在PCS中要控制無功功率，需要控制電流超前或滯后網側電壓，即控制解耦后電流q軸分量iq。在傳統(tǒng)無功注入檢測法中，需要不斷改變電流q軸分量iq，形成往并網點PCC電壓處不斷注入無功的條件，這樣注入無功的方式會對PLL的準確性以及并網輸出電流的電能質量產生影響。

GB/T 34120—2017《電化學儲能系統(tǒng)儲能變流器技術規(guī)范》規(guī)定，當并網點電壓頻率超出一定的范圍時，PCS應在2 s內停止向負載供電，并從電網切除，即2 s內完成孤島檢測并實現保護。因此，在傳統(tǒng)無功擾動孤島檢測方式上，本文提出并采用一種間歇性注入無功擾動的優(yōu)化孤島檢測方式。在國家標準要求時間區(qū)間［0 s，2 s］中，在1 s時間點處固定地注入無功擾動，并在［0 s，1 s］和［1 s，2 s］時間區(qū)間內隨機注入無功擾動，減小無功擾動對并網質量的影響。優(yōu)化孤島檢測控制程序流程如圖9所示。通過仿真以及實驗，證明該優(yōu)化檢測策略簡單有效，檢測結果準確迅速，可以有效檢測孤島效應，并實現快速響應孤島保護。

3 實 驗

本文設計了1臺雙向PCS樣機。T型三電平雙向PCS關鍵參數如表1所示。其中功率器件為Qorvo公司的SiC MOSFET（分別為UF3C 120040K4S和UJ4C075023K4S），控制芯片采用TMS320F28377D。

根據上文設計的樣機方案以及控制策略，編寫了控制程序軟件，搭建并調試了AC/DC的T型三電平雙向PCS實驗樣機。T型三電平變流器實驗樣機如圖10所示。樣機分為控制電路板和主功率電路板。其中，主功率電路板包括三相保險絲、兩級三相EMI濾波器、三相功率主繼電器及輔助繼電器、三相霍爾電流傳感器、三相功率濾波電感、SiC功率開關器件及其散熱片、直流母線電解電容以及降溫風扇。控制電路板含單片機系統(tǒng)、輔助供電電源、采樣處理電路和CAN通信以及其他外圍電路等。

孤島保護前后傳統(tǒng)檢測策略的PLL鎖相頻率輸出實驗波形如圖11所示;孤島保護前后采用所提優(yōu)化檢測策略的鎖相頻率輸出實驗波形如圖12所示。由圖12可知，該策略可以準確地鎖定電網電壓的頻率。

樣機上完成并網逆變、整流、雙向切換以及孤島檢測及其保護實驗。

并網逆變狀態(tài)下三相相電流以及Uab線電壓波形如圖13所示。此時樣機功率為10 kW，由功率分析儀測得相電流iTHD為0.911%，PF為0.999 9。

并網整流狀態(tài)下三相相電流以及Uab線電壓波形如圖14所示。此時樣機功率為10 kW，由功率分析儀測得相電流iTHD為0.824%，PF為0.999 9。

工頻電網相電壓220 V、輸出有功功率10 kW工況下逆變狀態(tài)切換整流狀態(tài)實驗的并網電流以及線電壓UAB波形如圖15所示。由圖15可知，雙向PCS樣機從逆變狀態(tài)無縫切換至整流狀態(tài)，切換時間在100 ms以內。

工頻電網相電壓220 V、輸出有功功率10kW工況下整流狀態(tài)切換逆變狀態(tài)實驗的并網電流和線電壓UAB波形如圖16所示。由圖16可知，雙向PCS樣機從整流狀態(tài)無縫切換至逆變狀態(tài)，其切換時間在100 ms以內。

10 kW和6.6 kW有功功率下孤島保護時的三相電流和Uab線電壓波形分別如圖17、圖18所示。從相電流波形可得出，實驗樣機在孤島效應發(fā)生時的判定結果正確有效，且孤島保護過程中保護時間均為26 ms，符合國家標準要求。

同時，在樣機采用不同檢測策略時對電能質量的影響進行對比實驗驗證。不同孤島檢測策略下樣機電能質量對比如表2所示。由表2可知，采用傳統(tǒng)檢測策略對鎖相頻率的精度遠遠不及優(yōu)化檢測策略。而且在并網控制中2種策略對并網電流iTHD有很大影響，優(yōu)化檢測策略的并網電流諧波含量明顯低于傳統(tǒng)檢測策略。

4 結 語

本文設計了基于SiC器件的PCS，主電路采用T型三電平拓撲，同時采用基于線電壓的DSOGI-PLL，并進行并網電流正負序分離控制。另外，在傳統(tǒng)無功擾動檢測的基礎上提出并采用了一種間歇性注入無功擾動的優(yōu)化孤島檢測方式，通過間歇性固定間隔與隨機間隔的無功注入來檢測孤島效應，從而減少無功注入對并網質量的影響。最后完成了1臺10 kW基于SiC器件的雙向PCS樣機，并通過實驗驗證了設計的系統(tǒng)方案和控制策略的正確性。

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收稿日期： 20240727