摘 要：本文提出了開(kāi)關(guān)控制模式的浪涌抑制技術(shù)，并研究了控制機(jī)理。首先，控制場(chǎng)效應(yīng)管，降低浪涌沖擊，能夠解決傳統(tǒng)電路中使用TVS吸收造成的散熱問(wèn)題，同時(shí)解決了LDO降壓模式下器件的可靠性問(wèn)題。本方法提高了浪涌抑制效率和準(zhǔn)確度，提升了電路的可靠性。其次，對(duì)開(kāi)關(guān)控制電路中的磁性元件、驅(qū)動(dòng)電路和控制策略進(jìn)行優(yōu)化，以DSP為核心，采用輸出電壓與輸入電壓雙反饋模式，進(jìn)行場(chǎng)效應(yīng)管的開(kāi)啟與關(guān)閉時(shí)間控制。使用小信號(hào)模型的分析，設(shè)計(jì)電壓環(huán)的PI調(diào)節(jié)器。最后，進(jìn)行常用的浪涌抑制方法研究和電路分析，深入研究開(kāi)關(guān)控制模式的自動(dòng)控制方法，采用DSP控制芯片，利用高速PWM波對(duì)開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行開(kāi)關(guān)控制，抑制浪涌電壓。

關(guān)鍵詞：浪涌抑制；車(chē)載直流系統(tǒng)；開(kāi)關(guān)控制

中圖分類(lèi)號(hào)：TN 710 " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

汽車(chē)28V DC電源要求用電負(fù)載能夠承受過(guò)壓浪涌80V/50ms，而在發(fā)動(dòng)引擎、瞬變負(fù)載等情況下常發(fā)生電壓浪涌。本文所指浪涌均為過(guò)壓浪涌。浪涌電壓顯著超過(guò)穩(wěn)態(tài)電源電壓，當(dāng)它襲擊用電設(shè)備時(shí)，通常會(huì)造成誤操作和設(shè)備損壞，使整個(gè)系統(tǒng)停頓、通信中止[1]。

鑒于浪涌的危害性，為了防止浪涌電壓沖擊損壞設(shè)備，需要為DC電源設(shè)備提供有效的抗浪涌電路，對(duì)其進(jìn)行防護(hù)。80V/50ms過(guò)壓浪涌具有較大的伏秒積，如果沿用傳統(tǒng)的儲(chǔ)能方式進(jìn)行抑制，就需要較大的電感、電容元器件。

雖然電壓鉗位器件可以吸收浪涌電壓的能量，但是特定用電設(shè)備承受的功耗為幾千、上萬(wàn)瓦，電源浪涌能量較大。因此，一方面，功率偏小的功率器件很容易損壞，不能正常保護(hù)。另一方面，較大功率的元器件價(jià)格高、體積大，受用電設(shè)備內(nèi)部空間、高度等限制，其應(yīng)用也受到制約。

1 直流浪涌抑制電路的原型設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)

1.1 設(shè)計(jì)思路

輸入電源從外部輸入，環(huán)境比較惡劣，因此浪涌的出現(xiàn)概率較高。如果抑制輸入電源浪涌，就需要將抑制單元加入電源輸入最前端，這樣才能有效防止浪涌沖擊后續(xù)用電設(shè)備。

加入浪涌單元的方法有3種。第一種是直接利用現(xiàn)有的浪涌抑制器，其內(nèi)部由壓敏電阻、TVS和二極管等多個(gè)分立器件構(gòu)成。當(dāng)浪涌經(jīng)過(guò)時(shí)，輸入電壓超過(guò)器件額定工作電壓，相關(guān)器件對(duì)過(guò)壓部分進(jìn)行鉗位，吸收多余能量。但是該方案發(fā)熱量大，鉗位電壓波動(dòng)大、不可控，一般用于要求不高的場(chǎng)合。第二種是采用降壓模式（LDO），即浪涌來(lái)臨時(shí)，內(nèi)部控制器件采用一定控制邏輯，將輸出電壓控制在一定范圍內(nèi)，保障后續(xù)設(shè)備安全。該方法的優(yōu)點(diǎn)是控制簡(jiǎn)單、對(duì)電路設(shè)計(jì)要求低且控制精度高。但是大部分電能會(huì)消耗在一個(gè)功率器件上，該器件的散熱壓力較大，導(dǎo)致選型困難，需要過(guò)流參數(shù)較大的器件。第三種是采用開(kāi)關(guān)模式，利用PWM波對(duì)浪涌電壓進(jìn)行斬波，從而實(shí)現(xiàn)浪涌抑制。該方法浪涌抑制效果較好，輸出可控，技術(shù)先進(jìn)，但是設(shè)計(jì)難度較高。本文選擇第三種進(jìn)行方案設(shè)計(jì)，如圖1所示。電子開(kāi)關(guān)模塊受浪涌檢測(cè)模塊控制，正常范圍內(nèi)保持導(dǎo)通，對(duì)設(shè)備進(jìn)行正常供電。當(dāng)電源出現(xiàn)浪涌、電壓超出正常范圍時(shí)，受浪涌檢測(cè)模塊控制，開(kāi)關(guān)模塊立即斷開(kāi)，杜絕浪涌電壓對(duì)設(shè)備造成沖擊，有效保護(hù)用電設(shè)備。

在正常情況下，電源電壓的波動(dòng)范圍低于鉗位器件的動(dòng)作電壓，鉗位器件無(wú)反應(yīng)，相當(dāng)于開(kāi)路，對(duì)電路沒(méi)有影響。當(dāng)電源出現(xiàn)浪涌時(shí)，浪涌電壓高于鉗位器件的動(dòng)作電壓，鉗位器件快速導(dǎo)通，吸收浪涌電壓的能量，將電源電壓限制在安全范圍內(nèi)，從而起到保護(hù)用電設(shè)備的作用[2-4]。

1.2 電路原型

本文根據(jù)上述浪涌抑制思路，設(shè)計(jì)了整個(gè)拓?fù)浜涂刂齐娐?。直流浪涌抑制電路原型如圖2所示。

當(dāng)Q打開(kāi)時(shí)，電感流過(guò)電流，進(jìn)行儲(chǔ)能，同時(shí)TAP2與TAP3這2個(gè)端點(diǎn)電壓增大，電感電流增大，電感進(jìn)行儲(chǔ)能動(dòng)作；當(dāng)Q關(guān)閉時(shí)，鑒于電感特性，即電流不能突變，因此電感電流下降，釋放儲(chǔ)存的能量，為負(fù)載供電。R1、R2為輸入電壓分壓電阻，將分壓值輸入DSP MCU控制器的VIN_S端進(jìn)行ADC采樣，采集輸入電壓的值。DRV為DSP產(chǎn)生的PWM波，將其輸入驅(qū)動(dòng)電路模塊，以關(guān)閉Q器件并導(dǎo)通驅(qū)動(dòng)電壓。D為續(xù)流二極管。當(dāng)Q導(dǎo)通時(shí)，二極管兩端加入反向電壓，二極管截止；當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，二極管正端下降，由于電感需要續(xù)流，因此在Q關(guān)斷瞬間，二極管的電感端電壓迅速下降，當(dāng)降至低于二極管導(dǎo)通壓降時(shí)，二極管導(dǎo)通，為電感續(xù)流，同時(shí)對(duì)電感輸入端與地間電壓進(jìn)行鉗位，保護(hù)Q免受電壓沖擊。電容是輸出電壓的濾波器件，可以使端點(diǎn)電壓TAP2 保持穩(wěn)定，降低Q開(kāi)關(guān)時(shí)產(chǎn)生的電壓紋波。R3、R4為輸出分壓電阻，能夠?qū)崟r(shí)采集輸出電壓，并分壓為低壓信號(hào)，傳入DSP的FB腳，利用DSP內(nèi)置ADC實(shí)時(shí)采集輸出電壓。

2 電路分析與參數(shù)設(shè)計(jì)

控制器DSP在運(yùn)行過(guò)程中實(shí)時(shí)檢測(cè)VIN_S電壓值。當(dāng)電源輸入電壓在正常電壓范圍即18V～36V時(shí)，驅(qū)動(dòng)MOSFET，打開(kāi)開(kāi)關(guān)。電流通過(guò)Q流經(jīng)電感L，到達(dá)電容和負(fù)載。輸入與輸出的壓降為Vout=Vin–I×R，R為MOSFET（Q）的導(dǎo)通內(nèi)阻，一般不超過(guò)10mΩ，因此MOSFET器件上的壓降較小，損耗也較少。

當(dāng)浪涌發(fā)生時(shí)，電源輸入電壓升高，＞36V。此時(shí)DSP檢測(cè)到輸入電壓過(guò)壓，會(huì)發(fā)出PWM波形，使MOSFET不停地開(kāi)通、關(guān)閉，同時(shí)檢測(cè)輸入電壓TAP3的反饋電壓FB的值。當(dāng)檢測(cè)到反饋電壓＞36V時(shí)，就會(huì)降低PWM占空比，縮短MOSFET開(kāi)通時(shí)間，從而降低輸出電壓；當(dāng)檢測(cè)到反饋電壓＜36V時(shí)，就會(huì)增大PWM占空比，增加MOSFET導(dǎo)通時(shí)間，使輸出電壓增加。在浪涌期間，DSP不停地調(diào)節(jié)PWM占空比，從而使輸出電壓穩(wěn)定在36V上下，直到浪涌消失為止。相關(guān)波形如圖3所示。

由上述分析可知，當(dāng)浪涌到來(lái)時(shí)，DSP檢測(cè)到浪涌電壓，為了維持后端輸出電壓不能超過(guò)額定值，因此驅(qū)動(dòng)MOSFET不停地開(kāi)關(guān)，進(jìn)行能量疏通與截?cái)?，根?jù)開(kāi)關(guān)頻率不間斷地為后面負(fù)載供電，后端電容也不停地充、放電，以便維持負(fù)載工作，直到浪涌結(jié)束為止。

當(dāng)輸入電壓超過(guò)36V時(shí)，MCU開(kāi)始計(jì)時(shí)，如果電壓過(guò)壓時(shí)間超過(guò)100ms，即為輸入過(guò)壓，而不是浪涌，應(yīng)立刻關(guān)閉MOSFET，停止輸出，并不斷檢測(cè)輸入電壓，直到輸入電壓在正常范圍內(nèi)，重新打開(kāi)MOSFET為負(fù)載供電。

關(guān)鍵器件電感的參數(shù)需要根據(jù)實(shí)際應(yīng)用進(jìn)行選擇，本文所述電路已經(jīng)應(yīng)用于實(shí)際產(chǎn)品，現(xiàn)根據(jù)現(xiàn)有產(chǎn)品實(shí)際參數(shù)進(jìn)行分析。現(xiàn)有產(chǎn)品電氣特性如下：浪涌電壓Vin為80V，持續(xù)時(shí)間50ms；輸出最大電壓Vout為36V；額定電流I為10A；開(kāi)關(guān)頻率f為200kHz。

根據(jù)公式D=Vo/Vin（D為PWM占空比；Vo為輸出電壓；Vin為輸入電壓），則占空比D=36/80=0.45。

根據(jù)公式V=di/dt×L（V為電感壓差；di為電流變化值；dt為時(shí)間變化值；L為電感值），由于di=I×0.4=10×0.4=4A，dt=D/f=1/200×0.45=2.25μs，V=Vin-Vout=80-36=44V，因此電感值為L(zhǎng)=V×dt/di=44×2.25/4=24.75μH，取L=22μH。

由于上述設(shè)計(jì)電路中的三極管、MOSFET和阻容等器件在最大電流、耐壓和功耗等方面沒(méi)做特別要求，因此便于后續(xù)采購(gòu)生產(chǎn)，在實(shí)際電路設(shè)計(jì)中具有良好的應(yīng)用前景。

3 試驗(yàn)結(jié)果

多次采用不同寬度的浪涌電壓，對(duì)浪涌抑制電路進(jìn)行測(cè)試，浪涌電壓持續(xù)時(shí)間都遠(yuǎn)大于50ms，其中最長(zhǎng)持續(xù)時(shí)間超過(guò)幾十秒，測(cè)試條件相當(dāng)嚴(yán)格。由測(cè)試結(jié)果可以看出，該電路的應(yīng)用測(cè)試令人滿意，多種浪涌電壓測(cè)試結(jié)果基本一致。測(cè)試結(jié)果如圖4所示。

由圖4可以看出，當(dāng)電源電壓在正常范圍內(nèi)時(shí)，浪涌抑制模塊的輸出電壓基本與輸入電壓一致。當(dāng)電源出現(xiàn)浪涌時(shí)，輸出電壓上漲到浪涌保護(hù)電壓值后不再上漲，會(huì)一直保持小幅波動(dòng)，不會(huì)出現(xiàn)上沖，完全抑制了浪涌電壓。

實(shí)測(cè)的5個(gè)浪涌脈沖發(fā)生時(shí)的波形圖如圖5所示。由圖5可以看出，浪涌寬度為100ms，5個(gè)脈沖為1s間隔，該電路能夠完全達(dá)到抑制浪涌的目標(biāo)。

本設(shè)計(jì)與其他浪涌抑制器的比較見(jiàn)表1，可以看出本電路的優(yōu)點(diǎn)。

由表1可知，對(duì)于承受浪涌時(shí)間，本電路可承受幾十秒以上，其他方案只能承受毫秒級(jí)別；對(duì)于承受浪涌間隔時(shí)間，當(dāng)多個(gè)浪涌出現(xiàn)時(shí)，每次浪涌間需要有間隔時(shí)間，否則所有方案都無(wú)法產(chǎn)生效果，從數(shù)據(jù)看，其他方案需要秒級(jí)以上，而本方案只需要500ms，優(yōu)于其他方案；對(duì)于鉗位電壓范圍，本方案與LT4356系列浪涌抑制器類(lèi)似，均可以調(diào)節(jié)，使用范圍廣，而電壓鉗位器則為固定值，不能調(diào)節(jié)，適應(yīng)性不足。對(duì)于響應(yīng)速度，電壓鉗位器響應(yīng)最快，本方案與LT4356方案相當(dāng)；關(guān)于可靠性，本方案與LT4356方案更可靠；關(guān)于功耗，本方案優(yōu)于其他2個(gè)方案；關(guān)于體積，本方案設(shè)計(jì)的產(chǎn)品體積最??；關(guān)于成本，本方案成本最低，優(yōu)于其他方案。

4 結(jié)論

本文介紹了一種開(kāi)關(guān)模式控制的浪涌抑制電路，利用MOSFET導(dǎo)通內(nèi)阻小的特性，利用開(kāi)關(guān)控制使高壓的浪涌電壓轉(zhuǎn)變?yōu)槟繕?biāo)輸出電壓，降低了器件功率損耗，減少了大功率情況下散熱器的體積，從而縮小了整機(jī)體積，同時(shí)，本文只使用DSP控制器和電感電容等常用器件，成本低廉。

經(jīng)過(guò)實(shí)測(cè)驗(yàn)證，本電路在現(xiàn)有產(chǎn)品上具有良好的浪涌抑制表現(xiàn)，可廣泛應(yīng)用于各類(lèi)需要浪涌抑制的產(chǎn)品中，尤其適用于28V大功率直流系統(tǒng)的浪涌抑制。

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