徐鵬, 康龍?jiān)? 萬蕾, 謝締

(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院,廣東 廣州 510640; 2. 廣東恒翼能科技有限公司,廣東 東莞 518109)

0 引 言

鋰離子電池憑借能量密度高、比能量高、自放電率低的優(yōu)點(diǎn)在電動(dòng)汽車、新能源發(fā)電儲(chǔ)能電站中得到了廣泛且日益增長(zhǎng)的應(yīng)用。一般來說,通過將儲(chǔ)能單元串聯(lián)以達(dá)到高電壓水平。但是由于鋰離子電池單體在制造中存在容量、內(nèi)阻和自放電率等方面的差異,這種不一致性在使用過程中還會(huì)隨著環(huán)境溫度的差異、循環(huán)次數(shù)的增加而逐漸放大,導(dǎo)致串聯(lián)電池單體間在電壓上存在較大差異,從而容易造成某些電池單體的過充過放、加速老化甚至爆炸起火,電池包的可用容量、壽命和安全性下降[1-6]。 因此,為了有效改善電池單體之間的不一致問題, 必須采取一定的措施對(duì)電池電量進(jìn)行均衡。

均衡技術(shù)可以分為耗散型和非耗散型。耗散電壓均衡器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,易于實(shí)現(xiàn),但它們?cè)谄胶膺^程中消耗大量能量,會(huì)造成熱管理問題[7-8]。非耗散電壓均衡器通過使用儲(chǔ)能元件實(shí)現(xiàn)能量在電池之間的傳輸,因此不平衡的能量不會(huì)被浪費(fèi),并且可以提高電池組的容量[9]。根據(jù)均衡路徑,非耗散電壓均衡器可分為相鄰電池間傳輸(adjacent cell to cell,AC2C)[10-12]、直接電池至電池間傳輸(direct cell to cell,DC2C)[13-14]、任意電池至任意電池間傳輸(any cell to any cell,AC2AC)[15-16]、電池至電池間傳輸(cell to pack,C2P)[17]、電池組至電池間傳輸(pack to cell,P2C)[18]和多電池至多電池間傳輸(multi-cell to multi-cell,MC2MC)[8,19]。C2P型均衡電路能夠?qū)⒏唠娏侩姵氐哪芰哭D(zhuǎn)移到整個(gè)電池組,P2C 型均衡電路能夠?qū)⒄麄€(gè)電池組的能量轉(zhuǎn)移到低電量電池,MC2MC型均衡電路能夠?qū)⑦B續(xù)多個(gè)高電量電池的能量轉(zhuǎn)移到多個(gè)低電量電池,這三種類型的均衡電路具有較大的均衡功率和較快的均衡速度,但是沒有實(shí)現(xiàn)能量在不平衡電池之間的直接轉(zhuǎn)移,因此,它們的均衡效率普遍較低。AC2C型均衡電路能夠?qū)崿F(xiàn)相鄰電池之間的均衡且控制簡(jiǎn)單,但是能量只能在相鄰電池之間傳遞,從而導(dǎo)致均衡路徑長(zhǎng)、均衡速度慢和均衡效率低,文獻(xiàn)[11]通過引入三諧振LC諧振變換器來加快均衡速度,但是沒有從根本上解決問題。DC2C型均衡電路使用一個(gè)共用的能量存儲(chǔ)單元將能量從高電量的電池轉(zhuǎn)移到低電量的電池,在一定程度上提升了均衡速度和均衡效率,文獻(xiàn)[14]通過使用全橋 LC諧振變換器實(shí)現(xiàn)了能量的雙極性傳輸,有效地提升了均衡速度,但是仍然沒有改變 DC2C 型均衡電路的均衡速度正比于不平衡電池之間最大壓差的缺點(diǎn)。AC2AC型均衡電路能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)所有不平衡電池之間的能量傳輸,因而具有最優(yōu)的能量傳輸路徑,文獻(xiàn)[15]中基于并聯(lián)諧振開關(guān)電容器的均衡電路不僅實(shí)現(xiàn)了電壓的自動(dòng)均衡,而且實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān),具有較高的均衡效率和均衡速度,但是隨著不平衡電池之間最大壓差的減小,平衡速度會(huì)變得很慢且均衡的精度較低。為了解決上述均衡電路的局限性,文獻(xiàn)[24-26]中提出了幾種多模式平衡電路,它們會(huì)根據(jù)電池電壓 分布的情況實(shí)現(xiàn)不同模式之間的切換。文獻(xiàn)[25]中的均衡電路可以實(shí)現(xiàn)AC2C模式和MC2MC模式之間的切換,但是當(dāng)不平衡電池之間的距離較遠(yuǎn)時(shí),無法實(shí)現(xiàn)能量的直接轉(zhuǎn)移,導(dǎo)致較慢的均衡速度和較低的均衡效率。文獻(xiàn)[26]中提出了一種可以在 AC2AC模式和DC2C 模式之間切換的雙模式均衡電路,但是該均衡電路的AC2AC模式下沒有實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)(zero-current switching,ZCS)且DC2C模式下三諧振狀態(tài)中的自諧振狀態(tài)沒有實(shí)現(xiàn)能量轉(zhuǎn)移,從而導(dǎo)致該均衡電路的均衡速度和效率均較低。

為了解決上述多模式均衡電路存在的問題,本文提出一種基于準(zhǔn)諧振開關(guān)電容和互補(bǔ)三諧振LC變換器的雙模式電池均衡電路,該均衡電路可以根據(jù)電壓分布情況在AC2AC模式和DC2C模式之間切換,AC2AC模式通過準(zhǔn)諧振開關(guān)電容實(shí)現(xiàn),DC2C模式通過互補(bǔ)三諧振LC變換器實(shí)現(xiàn),通過兩種模式之間的切換,能夠?qū)崿F(xiàn)均衡速度和均衡效率同步提升。

1 雙模式均衡電路

1.1 雙模式均衡電路結(jié)構(gòu)

所提出的雙模式均衡電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,其中B1、B2、B3,…,Bn代表n個(gè)串聯(lián)電池組的電池單體。均衡電路由n個(gè)準(zhǔn)諧振開關(guān)電容單元和一個(gè)互補(bǔ)三諧振LC變換器組成。每個(gè)準(zhǔn)諧振開關(guān)電容由一個(gè)電感Li、一個(gè)電容Ci和四個(gè)MOSFET開關(guān)Si1、Si2、Si3和Si4(i=1,2,3,…,n)組成,電感Li和電容Ci構(gòu)成諧振腔LCi?；パa(bǔ)三諧振LC變換器由諧振腔LCr1、諧振腔LCr2、和三個(gè)MOSFET開關(guān)S1、S2和S3組成,其中諧振腔LCr1和LCr2分別由Lr1與Cr1和Lr2與Cr2構(gòu)成。

圖1 雙模式均衡電路Fig.1 Two-mode cell balancing circuit

1.2 雙模式均衡電路運(yùn)行模式

所提出的雙模式均衡電路可以在AC2AC模式和DC2C模式之間切換,并且DC2C模式下復(fù)用了AC2AC模式下的開關(guān)。圖2(a)和圖2(b)所示的分別是4節(jié)電池串聯(lián)情況下的AC2AC模式和DC2C模式下的工作電路,分別可以看成基于準(zhǔn)諧振開關(guān)電容和基于互補(bǔ)三諧振LC變換器的均衡電路。

圖2 雙模式均衡電路運(yùn)行模式Fig.2 Two-mode cell balancing circuit operating modes

2 雙模式均衡電路工作原理

為了簡(jiǎn)化分析,假設(shè)準(zhǔn)諧振開關(guān)電容單元中電容值和電感值Cn、Ln(n=1、2、3、4)都具有相同的值C和L,互補(bǔ)三諧振LC變換器中電容值和電感值分別滿足Cr1=Cr1=Cr和Lr1=Lr1=Lr。所有諧振腔的等效電阻均為RLC,假設(shè)MOSFET開關(guān)是理想的,VBn表示電池Bn的電壓,假設(shè)初始電池電壓滿足VB1>VB2>VB3>VB4。

2.1 AC2AC模式

當(dāng)電路工作在AC2AC模式下,所提出的均衡電路有兩種穩(wěn)定的運(yùn)行狀態(tài):狀態(tài)I和狀態(tài)Ⅱ。兩個(gè)狀態(tài)維持的時(shí)間相同,可以實(shí)現(xiàn)任意電池至任意電池間的自動(dòng)均衡。為了實(shí)現(xiàn)ZCS,兩個(gè)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間均應(yīng)為諧振腔LCi諧振周期Tr1的一半。因此,在AC2AC模式下的開關(guān)頻率為fs1=1/Tr1。

狀態(tài)I[t0,t1]:如圖 3(a) 所示,此時(shí)下開關(guān)管 S11、S12、S21、S22、S31、S32、S41和S42打開,其他的開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài)。在這個(gè)狀態(tài)下,構(gòu)建了四條均衡通路,iB1和iB2分別從B1和B2流向諧振腔LC1和LC2,iB3和iB4分別從諧振腔LC3和LC4流向B3和B4,根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVL),電容電壓uCn和電容電流iBn分別可以表示為

uCn(t)=VBn+(VCn(0)-VBn)·e-ρ1ωn1(t-t0)×

(1)

(2)

在t=t1時(shí),iBn=0,電容電壓VCn(1)為

(3)

這個(gè)狀態(tài)持續(xù)的時(shí)間為

(4)

狀態(tài)Ⅱ[t1,t2]:如圖3(b)所示,此時(shí)下開關(guān)管S13、S14、S23、S24、S33、S34、S43和S44打開,其他的開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài)。在這個(gè)狀態(tài)下,構(gòu)建了四條均衡通路,每條均衡通路的總寄生電阻為Req2,iB1和iB2分別從諧振腔LC1和LC2流出,給另外兩個(gè)諧振腔LC3和LC4充電,諧振腔LC3和LC4充電電流分別為iB3和iB4,根據(jù)電容電壓uCn和電容電流iBn分別可以表示為:

圖3 AC2AC模式運(yùn)行狀態(tài)Fig.3 Operating states of the AC2AC mode

uCn(t)=Vav+(VCn(1)-Vav)e-ρ1ωn1(t-t1)×

(5)

(6)

式中Vav是四個(gè)并聯(lián)諧振腔的平均電壓。

在t=t2時(shí),iBn=0,電容電壓VCn(2)為

(7)

2.2 DC2C模式

當(dāng)電路工作在DC2C模式下,所提出的均衡電路有四種穩(wěn)定的運(yùn)行狀態(tài):狀態(tài)Ⅲ、狀態(tài)Ⅳ、狀態(tài)Ⅴ和狀態(tài)Ⅵ。狀態(tài)Ⅲ實(shí)現(xiàn)了諧振腔LCr2的充電和諧振腔LCr1的自諧振,狀態(tài)Ⅳ實(shí)現(xiàn)了諧振腔LCr2的放電,狀態(tài)Ⅴ實(shí)現(xiàn)了諧振腔LCr2的自諧振和諧振腔LCr1的充電,狀態(tài)Ⅵ實(shí)現(xiàn)了諧振腔LCr1的放電。為了實(shí)現(xiàn)ZCS,四個(gè)狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間均應(yīng)為諧振腔LCr1和LCr2諧振周期Tr2的一半。因此,在DC2C模式下的開關(guān)頻率為fs2=1/(2Tr2)。由于互補(bǔ)三諧振中兩個(gè)諧振腔工作原理一樣,僅在相位上相差180°,因此這里僅以諧振腔LCr2進(jìn)行計(jì)算,諧振腔LCr2的計(jì)算結(jié)果后移180°便可以得到諧振腔LCr1的計(jì)算結(jié)果。

狀態(tài)Ⅲ[t2,t3]:如圖4(a)所示,此時(shí)下開關(guān)管S11、S12、S13、S14、S2和S3打開,其他的開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài)。在這個(gè)狀態(tài)下,電池B1給諧振腔LCr2充電,根據(jù)KVL,諧振腔LCr2中的電容電壓uCr2和電容電流iCr2分別可以表示為:

圖4 DC2C模式運(yùn)行狀態(tài)Fig.4 Operating states of DC2C mode

uCr2(t)=VB1+(VCr2(0)-VB1)e-ρ2ωn2(t-t2)×

(8)

(9)

(10)

這個(gè)狀態(tài)持續(xù)的時(shí)間為

(11)

狀態(tài)Ⅳ[t3,t4]:如圖4(b)所示,此時(shí)下開關(guān)管 S41、S42、S43、S44和S3打開,其他的開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài)。在這個(gè)狀態(tài)下,諧振腔LCr2給電池B4給充電,根據(jù)KVL,諧振腔LCr2中的電容電壓uCr2和電容電流iCr2分別可以表示為

uCr2(t)=VB4+(VCr2(1)-VB4)e-ρ2ωn2(t-t3)×

(12)

(13)

在t=t4時(shí),iCr2=0,電容Cr2電壓VCr2(2)為

(14)

狀態(tài)Ⅴ[t4,t5]:如圖4(c)所示,此時(shí)下開關(guān)管 S11、S12、S13、S14、S1和S2打開,其他的開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài)。在這個(gè).狀態(tài)下,諧振腔LCr2處于自諧振狀態(tài),根據(jù)KVL,諧振腔LCr2中的電容電壓uCr2和電容電流iCr2分別可以表示為:

uCr2(t)=VCr2(2)e-ρ2ωn2(t-t4)×

(15)

(16)

在t=t5時(shí),iCr2=0,電容Cr2電壓VCr2(3)為

(17)

狀態(tài)Ⅵ[t5,t6]:如圖4(d)所示,此時(shí)下開關(guān)管S11、S12、S13、S14、S1和S2打開,其他的開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài)。在這個(gè)狀態(tài)下,諧振腔LCr2處于空閑狀態(tài),諧振腔LCr2中的電容電壓VCr2和電容電流iCr2保持不變,即

uCr2(t)=VCr2(3);

(18)

iCr2(t)=0。

(19)

在t=t6時(shí),iCr2=0,電容Cr2電壓VCr2(4)為

VCr2(4)=VCr2(3)。

(20)

3 雙模式均衡電路分析

3.1 AC2AC均衡模式分析

當(dāng)AC2AC均衡模式處于穩(wěn)定狀態(tài)的時(shí)候,準(zhǔn)諧振開關(guān)電容單元中電容電壓滿足:

VCn(0)=VCn(2)。

(21)

將式(20)代入式(3)和式(7),可以推導(dǎo)出:

(22)

(23)

根據(jù)式(1)、式(2)、式(5)、式(6)、式(22)、式(23)可知,在VB1>VB2>Vav>VB3>VB4條件下,以諧振腔LC4為例,在AC2AC模式下的電容電壓uC4和電容電流iB4工作波形如圖5所示。可以注意到電容電流在開關(guān)切換時(shí)已經(jīng)降為零,實(shí)現(xiàn)了ZCS,因此,在AC2AC模式所產(chǎn)生的損耗會(huì)低于文獻(xiàn)[26]中AC2AC模式所產(chǎn)生的損耗。

圖5 AC2AC模式理論波形圖Fig.5 Theoretical waveforms of the AC2AC mode

一個(gè)周期中,從電池流向電容的平均電流可以表示為

(24)

根據(jù)式(23)繪制了AC2AC模式下流向電池B4的均衡電流IB4與Req1和ΔV=Vav-VB4之間的三維關(guān)系圖,如圖6所示。由圖6可知,流向電池B4的均衡電流IB4隨著Req1的減小和ΔV的增大會(huì)變大,因此,在Req1確定的情況下,隨著ΔV的減小,均衡電流IB4會(huì)越來越小,意味著均衡速度越來越慢。

圖6 IB4與Req1和ΔV三維關(guān)系圖Fig.6 Three-dimensional diagram of IB4 with Req1 and ΔV

在一個(gè)開關(guān)周期中,從電池輸出的總功率POUT和輸入電池的總功率PIN可以分別表示為:

(25)

因此,AC2AC模式下的均衡效率可以表示為

(26)

3.2 DC2C均衡模式分析

當(dāng)DC2C均衡模式處于穩(wěn)定狀態(tài)的時(shí)候,諧振腔中電容電壓滿足:

VCr2(0)=VCr2(4)。

(27)

將式(19)代入式(3)和式(7),且由于諧振腔LCr2的計(jì)算結(jié)果和諧振腔LCr1的計(jì)算結(jié)果相差180°相位,所有可以推導(dǎo)出:

(28)

根據(jù)式(8)、式(9)、式(12)、式(13)、式(15)、式(16)、式(18)、式(19)、式(28)可知,在VB1>VB2>VB3>VB4條件下,諧振腔LCr1的電容電壓uCr1、電容電流iCr1和諧振腔LCr2的電容電壓uCr2、電容電流iCr2的理論波形如圖7所示。由圖7可知,在DC2C模式下,兩個(gè)諧振腔工作在互補(bǔ)狀態(tài),有效地解決了文獻(xiàn)[26]中DC2C模式下的自諧振狀態(tài)無能量轉(zhuǎn)移的問題。

圖7 DC2C模式理論波形圖Fig.7 Theoretical waveforms of the DC2C mode

一個(gè)周期中,流出電池B1平均電流IB1和流入電池B4平均電流IB4可以表示為:

(29)

同時(shí),電池B1釋放的均衡功率PB1和電池B4接收的均衡功率PB4可以表示為:

(30)

因此,DC2C模式的均衡效率

(31)

根據(jù)式(31),DC2C模式的均衡效率可以進(jìn)一步推導(dǎo)為

(32)

根據(jù)式(30)和式(31)分別繪制了VB1=3.6 V和VB1=3.3 V時(shí),DC2C模式下電池B4接收的均衡功率PB4和均衡效率ηDC2C與Zr2和Req2之間的三維關(guān)系圖,分別如圖8和圖9所示。根據(jù)圖8可知,電池B4接收的均衡功率PB4隨著Req2的減小會(huì)有略微地增長(zhǎng),增長(zhǎng)幅度不大,但是會(huì)隨著Zr2的增加會(huì)有較大幅度地降低。同時(shí),根據(jù)圖9可知,Req2的減小和Zr2的增加都會(huì)使得均衡效率有較明顯的提升。因此,電感和電容的取值應(yīng)該適中,確保均衡功率和均衡效率都處于一個(gè)較高的水平,同時(shí),要使得等效電阻Req2盡可能的小以提高均衡效率和保證均衡功率。

圖8 PB4與Zr2和Req2三維關(guān)系圖Fig.8 Three-dimensional diagram of PB4 with Zr2 and Req2

圖9 ηDC2C與Zr2和Req2三維關(guān)系圖Fig.9 Three-dimensional diagram of ηDC2C with Zr2 and Req2

3.3 雙模式均衡電路控制策略

基于上述對(duì)AC2AC均衡模式和DC2C均衡模式的分析,電池之間的最大壓差ΔVmax較大時(shí),AC2AC均衡模式的均衡功率比DC2C均衡模式的要大,而當(dāng)電池之間的最大壓差ΔVmax變小時(shí),DC2C均衡模式均衡功率要明顯大于AC2AC均衡模式。同時(shí),電池之間的最大壓差ΔVmax變小時(shí),DC2C均衡模式的均衡效率會(huì)比AC2AC均衡模式高。因此,為了獲得較好的均衡性能,設(shè)計(jì)了如圖10所示的雙模式均衡電路控制策略,當(dāng)電池之間的最大壓差ΔVmax大于閾值ΔVth時(shí),啟用AC2AC均衡模式,隨著電池間最大壓差ΔVmax的減小,在最大壓差ΔVmax滿足大于10 mV且小于閾值ΔVth的條件之后,切換成DC2C均衡模式。至于閾值ΔVth的選擇,可以首先根據(jù)仿真確定閾值ΔVth的大致范圍,然后在具體的實(shí)驗(yàn)過程中選擇合適的閾值ΔVth以獲得最佳的均衡速度,在后續(xù)對(duì)比實(shí)驗(yàn)中會(huì)比較說明。

圖10 雙模式均衡電路控制策略Fig.10 Control strategy of two-mode balancing circuit

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

為了驗(yàn)證上述分析,本文搭建了如圖11所示的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。其中,STM32(STM32F103VET6)用作雙模式均衡電路的控制器,并通過柵極驅(qū)動(dòng)板向雙模式均衡電路提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)。MOSFET開關(guān)選用型號(hào)為IRF3205PBF的N溝道MOSFET。實(shí)驗(yàn)中電池電壓由BQ76PL455電池監(jiān)視器測(cè)量,電流由 CYBERTEK CP8030H電流探頭測(cè)量。使用4節(jié)容量為2 200 mAh的三星18650鋰離子電池進(jìn)行實(shí)驗(yàn),在實(shí)驗(yàn)前分別充電至3.60、3.40、3.10、3.00 V。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的電路參數(shù)如表1所示。

表1 雙模式均衡電路參數(shù)Table 1 Parameters of two-mode balancing circuit

圖11 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.11 Experimental prototype

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖12是AC2AC模式在不同ΔV下的電容電壓uC4和電容電流iB4實(shí)驗(yàn)波形,可以看出在不同ΔV下均實(shí)現(xiàn)了ZCS。但是隨著ΔV的減小,電容電流iB4的平均值在不斷減小,也就意味著均衡功率在不斷減小,因此,ΔV的減小會(huì)使得均衡速度變慢。

圖12 不同ΔV下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms under different ΔV

圖13是DC2C模式在不同最大電壓差ΔVmax下的實(shí)驗(yàn)波形,可以看出在不同最大電壓差ΔVmax下均實(shí)現(xiàn)了ZCS且均衡電流并沒有隨著最大電壓差的減小而發(fā)生明顯變化,也就是說在最大電壓差ΔVmax很小時(shí),DC2C模式也能保持較快的均衡速度。

圖13 不同ΔVmax下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms under different ΔVmax

表2是DC2C模式的均衡效率ηDC2C和K之間的關(guān)系。根據(jù)表2可以看出,當(dāng)K從0.7變化至1時(shí),均衡效率ηDC2C均可保持在一個(gè)較高水平且最高效率可達(dá)93.11%。

表2 均衡效率ηDC2C與K之間的關(guān)系Table 2 Relationship between ηDC2C and K

4.3 雙模式均衡電路均衡結(jié)果

為了驗(yàn)證不同均衡閾值ΔVth對(duì)均衡速度的影響,分別在ΔVth為0、200、300、400、500和600 mV的情況下進(jìn)行6組均衡實(shí)驗(yàn)。ΔVth為0和600 mV情況下,均衡電路分別只有AC2AC模式和DC2C模式,而ΔVth為200、300、400和500 mV情況下,均衡電路為雙模式均衡電路。

圖14是均衡閾值ΔVth=0 mV時(shí)對(duì)應(yīng)的結(jié)果,這種情況均衡電路只有AC2AC模式,可以看出,均衡初期壓差較大,均衡速度較快,隨著壓差的減小,均衡速度變得非常慢,在300 min處的最大壓差仍然有112 mV。

圖14 AC2AC模式均衡結(jié)果Fig.14 Balancing result of the AC2AC mode

圖15是均衡閾值ΔVth=600 mV時(shí)對(duì)應(yīng)的結(jié)果,這種情況均衡電路只有DC2C模式,可以看出,在158 min處實(shí)現(xiàn)均衡,相較于AC2AC模式,由于均衡速度受壓差影響較小,所以全程可以保持較快的均衡。

圖15 DC2C模式均衡結(jié)果Fig.15 Balancing result of the DC2C mode

圖16是均衡閾值ΔVth為200、300、400和500 mV時(shí)對(duì)應(yīng)的均衡結(jié)果,這種情況均衡電路是具有AC2AC模式和DC2C模式的雙模式均衡電路,可以看出,隨著均衡閾值ΔVth的增加,均衡速度先增加后減小,在均衡閾值ΔVth=400 mV時(shí),均衡所需的時(shí)間最短,在139 min處達(dá)到均衡。同時(shí),相比于均衡電路僅工作在AC2AC模式或DC2C模式下,ΔVth=400 mV時(shí)的雙模式均衡電路在均衡速度上也有較明顯的提升。

圖16 不同均衡閾值均衡結(jié)果Fig.16 Balancing results of different balancing thresholds

5 性能對(duì)比

表3給出了本文提出的雙模式均衡電路和其他均衡電路的性能對(duì)比,包括均衡精度、均衡效率和均衡速度。

表3 均衡電路性能對(duì)比Table 3 Performance comparison of cell equalizers

從表3可知,本文提出的基于準(zhǔn)諧振開關(guān)電容和互補(bǔ)三諧振LC變換器的雙模式電池均衡電路具有均衡精度高、均衡效率高和均衡速度快的優(yōu)點(diǎn)。和AC2AC型均衡電路[18]相比,所提出的均衡電路在小的電壓間隙下也能實(shí)現(xiàn)快速的均衡,因而具有很高的均衡精度。和雙模式均衡電路[24]相比,所提出的均衡電路在兩種模式下均實(shí)現(xiàn)了ZCS,且克服了[25]中均衡電路在DC2C模式下三諧振狀態(tài)中的自諧振狀態(tài)沒有實(shí)現(xiàn)能量轉(zhuǎn)移的缺點(diǎn),因此具有更高的均衡效率和均衡速度。

通過和傳統(tǒng)的單模式均衡電路和幾種多模式均衡電路的對(duì)比可知,所提出的雙模式電池均衡電路利用了AC2AC模式和DC2C模式的優(yōu)點(diǎn),通過調(diào)節(jié)均衡閾值的大小,實(shí)現(xiàn)了很快的均衡速度,很高的均衡精度和很高的均衡效率。

6 結(jié) 論

本文提出了一種雙模式均衡電路,該均衡電路可以實(shí)現(xiàn)在AC2AC模式和DC2C模式之間切換,且兩種模式均實(shí)現(xiàn)了零電流開關(guān)。本文對(duì)所提的雙模式均衡電路的運(yùn)行狀態(tài)、均衡功率和均衡效率進(jìn)行了詳細(xì)分析,制定了雙模式均衡電路的控制策略。最后,搭建了4節(jié)電池的實(shí)驗(yàn)樣機(jī),實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性和雙模式均衡電路的有效性,對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了均衡閾值的調(diào)整可以使得均衡電路獲得最快的均衡速度。