江心怡，陳泓霖

（國網(wǎng)福建省電力有限公司龍巖供電公司，福建 龍巖 364000）

0 引言

隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，由各類電力電子元器件構(gòu)成的開關(guān)電源成為人類生產(chǎn)生活中節(jié)能高效的動力電源[1-2]，相應(yīng)地，電能變換裝置也得到了廣泛的應(yīng)用。DC/DC 變換器作為電力電子變換器中的典型電路[3]，其構(gòu)成的開關(guān)電源能夠?qū)崿F(xiàn)能量高效率傳遞與轉(zhuǎn)換，是新能源汽車[4-5]、地鐵[6]、直流電機調(diào)速系統(tǒng)[7-9]等領(lǐng)域中不可缺少的環(huán)節(jié)。

由于DC/DC 變換器工作頻率較高，內(nèi)部電力電子設(shè)備并非理想器件，在正常工作中產(chǎn)生的高次諧波不容忽視，是產(chǎn)生電磁干擾（EMI）的主要干擾源之一。電磁干擾信號在影響自身電路工作的同時，通過傳導(dǎo)以及輻射的方式對周圍的設(shè)備造成影響，因此必須重視DC/DC 變換器的磁兼容性設(shè)計。目前國內(nèi)外科研人員已經(jīng)從軟開關(guān)技術(shù)、電磁干擾機理、電磁干擾抑制措施等方面進行了研究。

本文首先分析了DC/DC 變換器的干擾源，針對變換器與外界的相互影響，介紹了國內(nèi)外學者的研究成果；隨后詳細闡述了基于軟開關(guān)技術(shù)的電磁干擾抑制措施；最后探討了軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用在電磁兼容的未來發(fā)展趨勢，為后續(xù)的研究提供方向。

1 DC/DC變換器電磁干擾理論分析

DC/DC 變換器電磁兼容性分析主要集中在高頻電力電子器件以及寄生參數(shù)上。本章將從DC/DC 變換器的干擾源、變換器對外界的影響與外界對變換器的影響3 個角度進行闡述。

1.1 DC/DC 變換器干擾源

生產(chǎn)生活中常用的電源為220 V 交流電源，DC/DC變換器作為電能轉(zhuǎn)換器件，需要接入交流電源，整流后作為變換器的輸入電源，因此變換器本身與前級整流電路是主要的電磁干擾源。

圖1 DC/DC 變換器工作流程

1.1.1 輸入整流電路

傳統(tǒng)DC/DC 變換器通過整流橋與電網(wǎng)相連，不可控整流橋雖具有工作可靠的特性，但這樣的拓撲會使輸入電流發(fā)生畸變，大量諧波不僅會降低電源輸入端的功率因數(shù)，而且流入電網(wǎng)也會造成一定的“諧波污染”。另一方面，傳輸線、屏蔽線含有寄生電感，對地也存在分布式電容，系統(tǒng)中流動的漏電流會通過導(dǎo)線與大地（保護地）形成閉合回路，容易引起振蕩，干擾變換器的敏感元件。

1.1.2 二極管

由于二極管的非理想特性[10]，二極管從關(guān)斷到正向偏置與正向偏置到反向偏置的電壓電流變化如圖2所示。當二極管兩端被施加正向電壓，由于存在電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)，正向壓降從0 增加到一個大于穩(wěn)態(tài)電壓的正向尖峰電壓UFP后才趨于穩(wěn)定電壓（約2 V），這個過沖電壓隨著電流變化率增大而增大；由于導(dǎo)通時二極管的電荷儲存效應(yīng)，當二極管被施加一個反向電壓時不能馬上阻斷，而是需要經(jīng)過一定時間，使電子需要在反向電場的作用下回到N 極，產(chǎn)生反向漂流電流與反向恢復(fù)電壓，即經(jīng)過一段反向恢復(fù)時間后，二極管才會恢復(fù)到反向飽和電流。因此非理想二極管在正向?qū)〞r存在正向壓降，在關(guān)斷時流過反向電壓，存在導(dǎo)通損耗與關(guān)斷損耗，同時在開關(guān)過程中由于有較大的電壓電流變化率，因此高頻工作下，開關(guān)損耗也是不可忽視的。由于工作的非理想型，二極管存在開端瞬態(tài)過程[11]，結(jié)合二極管內(nèi)部的寄生參數(shù)，提出了高頻工作下的等效電路模型，并通過仿真驗證，為分析二極管瞬態(tài)過程提供理論基礎(chǔ)。

圖2 二極管電壓電流變化圖

1.1.3 高頻功率開關(guān)管

高頻功率開關(guān)管在導(dǎo)通與截止轉(zhuǎn)換過程中同樣存在過渡過程。以電壓控的場效應(yīng)管為例，動態(tài)過程取決于內(nèi)部結(jié)電容的充放電過程。當場效應(yīng)管開關(guān)時，電容將充放電，產(chǎn)生一定電壓電流尖峰。在生產(chǎn)應(yīng)用中，功率開關(guān)管通過導(dǎo)熱硅脂嵌在散熱器上且散熱器外接保護地而存在寄生電容。當系統(tǒng)工作時，開關(guān)管內(nèi)部電壓發(fā)生高頻變化，該寄生電容上產(chǎn)生較大的過沖電壓，成為EMI的主要來源之一。

1.2 DC/DC變換器對外界的影響

傳導(dǎo)干擾與輻射干擾是DC/DC 變換器的兩種重要干擾途徑，傳導(dǎo)干擾根據(jù)干擾形式可以分為共模（Common Mode，CM）與差模（Differential Mode，DM）干擾，在Buck 電路的干擾閉合回路如圖3 所示。共模干擾產(chǎn)生的主要原因是器件與大地之間存在分布電容，當變換器中有較高的電壓變化率時，產(chǎn)生的高頻振蕩通過分布電容、大地和電源線構(gòu)成的閉合回路造成共模騷擾；差模干擾產(chǎn)生的主要原因是由于高頻開關(guān)工作在開關(guān)狀態(tài)下，含有較大變化率的電流含有大量的高頻分量，流過電源線形成高頻的三角脈動電流，產(chǎn)生差模干擾。輻射干擾以電磁場的形式將電磁能量從干擾源經(jīng)空間傳輸?shù)矫舾性O(shè)備。

圖3 Buck 電路中的共模/差模干擾閉合回路

新能源汽車用DC/DC 變換器電磁干擾抑制不當不僅會影響自身電路工作，同時會對車載電子系統(tǒng)，如制動防抱死系統(tǒng)、安全氣囊、電子控制制動系統(tǒng)等產(chǎn)生強電干擾[12]。功率開關(guān)器件和濾波電容構(gòu)成的高頻開關(guān)電流環(huán)路可能會產(chǎn)生較大的空間輻射，形成輻射干擾。高鐵用牽引變流器產(chǎn)生的共模電壓，與電路中的寄生電容相互作用后產(chǎn)生高頻漏電流、軸電壓和軸承電流。高頻漏電流對同一地上的其他設(shè)備產(chǎn)生干擾，過高的軸電壓和軸承電流對電機軸承構(gòu)成嚴重威脅，且輸出經(jīng)長線驅(qū)動時由于反射等原因在定子側(cè)感應(yīng)出過電壓，這增加了電機繞組的絕緣應(yīng)力，降低了繞組和轉(zhuǎn)子集電環(huán)的壽命[13]。電磁干擾可能造成列車信號出現(xiàn)紊亂，可能造成列車無法停車、走向岔路甚至發(fā)生碰撞事故導(dǎo)致大量傷亡與大面積的鐵路交通癱瘓[14]。

為了測量產(chǎn)品的電磁干擾性與電磁抗敏度，相關(guān)國際機構(gòu)制定了一系列的電磁兼容（Electro Magnetic Compatibility，EMC）標準[15]：無線電干擾特別委員會（CISPR）制定了信息技術(shù)發(fā)射標準CISPR-22、電磁兼容技術(shù)委員會（TC77）制定了關(guān)于電磁敏感度的標準IEC 6100。各個國家和地區(qū)基于國際標準也制定了自己國家的EMC 標準：美國保險商實驗室制定了UL 認證、美國聯(lián)邦通信委員會制定了FCC 認證，歐洲制定了EC 認證，中國也制定了電磁兼容標準的CCC 認證，最新更新的強制性產(chǎn)品認證目錄中共有17 大類103 種產(chǎn)品規(guī)定了具體的電磁兼容標準。

1.3 外界對DC/DC 變換器的影響

合理利用各次諧波的頻譜特性調(diào)整占空比能夠提高共模濾波器的轉(zhuǎn)折頻率，能夠減少共模電感和電容的使用[16]。DC/DC 變換器的控制系統(tǒng)是主要的敏感設(shè)備，正常工作下電壓以弱電為主，易受到來自外界的電磁干擾與主電路的強電磁場的干擾。

2 基于軟開關(guān)技術(shù)的電磁干擾抑制發(fā)展現(xiàn)狀

由于DC/DC 變換器的發(fā)展趨于高頻化，在實現(xiàn)減小損耗與電磁干擾抑制上有相同的發(fā)展目標；選用的無源器件也趨向小型化，與寄生參數(shù)可比擬。如何通過軟開關(guān)對電磁干擾進行抑制成為DC/DC 變換器電磁兼容性的研究重點。本章將仔細介紹軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展和利用軟開關(guān)技術(shù)的電磁干擾抑制措施，同時也對其他電磁抑制措施進行簡單概述。

2.1 軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展歷程

根據(jù)軟開關(guān)的發(fā)展歷程可以分為：準諧振電路、零開關(guān)脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation， PWM）電路與零轉(zhuǎn)換PWM 電路。準諧振電路是最早的軟開關(guān)電路，可細分為零電壓開關(guān)準諧振電路、零電流開關(guān)準諧振電路、零電壓開關(guān)多諧振電路，其輸出電壓或電流的波形為正弦半波，因此有諧振電壓峰值高、諧振電流大、導(dǎo)通損耗大的特點，要求工作的開關(guān)器件具有高耐壓特性并采用脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation，PFM）的控制方法；零開關(guān)PWM 電路工作時引入輔助開關(guān)控制諧振的開始時刻，使諧振僅發(fā)生于開關(guān)過程前后，可細分為零電壓開關(guān)PWM 與零電流開關(guān)PWM；而零轉(zhuǎn)換PWM電路工作采用輔助開關(guān)控制諧振的開始時刻，但諧振電路是與主開關(guān)并聯(lián)的，可細分為零電壓轉(zhuǎn)換PWM、零電流轉(zhuǎn)換PWM；后兩類電路都能在寬輸入電壓范圍內(nèi)和從0 負載到滿載都能工作在軟開關(guān)，且無功功率被削減到最小，具有較高的效率。

2.2 基于軟開關(guān)技術(shù)的電磁干擾抑制措施

本節(jié)將從輸入側(cè)整流電路與DC/DC 內(nèi)部電路的軟開關(guān)實現(xiàn)進行詳細分析，討論從這兩個角度抑制電磁干擾的機理。

2.2.1 輸入側(cè)整流電路的功率校正電路

出于工作可靠穩(wěn)定角度考慮，DC/DC 變換器的輸入端常通過不控整流電路接入交流電網(wǎng)中，使輸入電流含有較高次諧波，引起電磁干擾，因此，學者提出了一種新型的集成非隔離Buck-反激式功率因素矯正（Power Factor Correction，PFC）變換器拓撲結(jié)構(gòu)[17]。該拓撲具有結(jié)構(gòu)簡單，容易驅(qū)動的特點，可以在通用交流輸入電壓下實現(xiàn)高功率因數(shù)。但當它作為DC/DC 變換器的前級時，兩個浮動輸出端口會造成電磁兼容問題，需要改用浮動驅(qū)動電路驅(qū)動，從而增加了改進拓撲的成本。隨后，一種Buck 二次降壓型PFC 變換器被提出[18]，然而PFC 單元是在DCM 模式下工作的，功率因數(shù)受到輸出電壓和輸入電流死區(qū)時間的影響。針對電壓電流死區(qū)問題，通過恒準時與變準時控制[19-20]、在非死區(qū)引入最優(yōu)三次諧波[21]、在輸入電壓較低時增設(shè)電平比較器[22]等方法可提高效率，然而這些技術(shù)的引入增大了主電路的復(fù)雜度與控制系統(tǒng)的難度。為此一種基于串聯(lián)電容的交錯BuckPFC 變換器被提出[23]，不僅可以實現(xiàn)部分電源開關(guān)的軟接通和部分電源二極管的軟關(guān)斷，還具有極高降壓比且輸入電流的死區(qū)角很窄，從而實現(xiàn)了高PF。實驗表明，通過中間總線電容器的電壓被箝位到輸入電壓，從而選擇了低壓額定值MOSFET。

2.2.2 DC/DC變換器軟開關(guān)拓撲

除了輸入側(cè)整流電路帶來的高頻諧波電流，DC/DC變換器內(nèi)部高頻開斷的開關(guān)管也是電磁干擾的主要來源。

（1）含緩沖電路的軟開關(guān)拓撲

早期的研究人員希望能夠利用準諧振電路實現(xiàn)軟開關(guān)，但由于準諧振電路只能夠使部分器件實現(xiàn)軟開關(guān)，并且對開關(guān)管耐壓要求較高，因此一種含緩沖電路的Buck 變換器拓撲被提出[24-26]，如圖4 所示，圖中C1、Ls、R1、R2、D1、D2 構(gòu)成緩沖電路。電阻用于消耗系統(tǒng)內(nèi)部儲能，并使元件復(fù)位，以確保系統(tǒng)能夠進入下一個周期。該拓撲正常工作下有6個工作模態(tài)，如圖5所示。

圖4 含緩沖電路的Buck電路

圖5 含緩沖電路的Buck 電路工作模態(tài)圖

模態(tài)1：通過將開關(guān)管M 與電感Ls 串聯(lián)實現(xiàn)ZCS 導(dǎo)通，ILs逐漸增大使得流經(jīng)二極管D的電流ID逐漸減小。

模態(tài)2：流經(jīng)二極管D 的電流ID為0，二極管D 實現(xiàn)ZCS 關(guān)斷，此時輸入電壓Ui通過R1給Cl充電。

模態(tài)3：Cl 支路電壓與Ui相等，無電流流經(jīng)，此時電路等同于普通Buck開關(guān)管導(dǎo)通時的工作狀態(tài)。

模態(tài)4：開關(guān)管M 受控實現(xiàn)ZVS 關(guān)斷，此時二極管D1ZVS開通，Cl為負載供電，Ucl逐漸減小。

模態(tài)5：Ucl減小為0，D2 支路ZCS 導(dǎo)通，D 支路ZVS導(dǎo)通，Io為Cl 反向充電，Ls 與Cl 發(fā)生諧振，諧振能量通過R2消耗。

模態(tài)6：二極管D1 關(guān)斷，Ls 與Cl 諧振能量通過R1、R2共同消耗。

模態(tài)7：當諧振電路能量消耗完畢后，此時電路與普通Buck電路開關(guān)管關(guān)斷時工作狀態(tài)相同。

實驗仿真驗證結(jié)果如圖6 所示，場效應(yīng)管M 開通時的電流變化率得到了有效抑制，關(guān)斷時出現(xiàn)的電流尖峰較小，能夠滿足電磁干擾的要求。

圖6 場效應(yīng)管M的輸入電流仿真波形圖

含緩沖電路的軟開關(guān)拓撲早期較常用于Buck、Boost電路，由于在軟開關(guān)拓撲建模時，沒有考慮內(nèi)部元件的寄生參數(shù)，實驗仿真結(jié)果與實物是存在誤差的。并且利用電阻消耗多余的能量，屬于有損緩沖，在大功率場合下存在較大的導(dǎo)通損耗，效率較低。

（2）利用輔助開關(guān)的軟開關(guān)拓撲

出于提高效率角度與降低電流有效值，進一步提高系統(tǒng)的功率級角度考慮，由于市面上存在可同時驅(qū)動主開關(guān)與輔助開關(guān)的芯片，為研究人員通過引入輔助開關(guān)實現(xiàn)軟開關(guān)提供了可行性。該類拓撲常將開關(guān)管替換二極管，使系統(tǒng)含有多個可控開關(guān)管，系統(tǒng)一般為CCM 模式。有學者提供了多種同步整流Buck 電路模型[27]，工作方式均為利用并聯(lián)電容鉗位使主開關(guān)近似零電壓關(guān)斷，通過輔助開關(guān)與輔助電感支路使續(xù)流二極管零電流關(guān)斷，再使輔助電感與開關(guān)寄生電容發(fā)生串聯(lián)諧振，實現(xiàn)主開關(guān)零電壓開通。然而，主開關(guān)電流應(yīng)力或電壓應(yīng)力增加，輔助電路不能實現(xiàn)軟開關(guān)，額外損耗使系統(tǒng)效率提升不明顯，反而體積、質(zhì)量與成本增加。隨著一種雙輔助諧振極型軟開關(guān)逆變器的回路拓撲的提出[28]，可有效避免因回路配線形態(tài)所帶來的回路寄生電感和寄生電容對輔助開關(guān)管的ZVS關(guān)斷所造成的影響，確保輔助開關(guān)管可靠的實現(xiàn)ZVS關(guān)斷。一種同步整流Buck 變換器全軟開關(guān)電路及其控制方法[29]如圖7所示。該拓撲共有8個工作模態(tài)，如圖8所示。

圖7 同步整流Buck 電路

圖8 同步整流Buck電路工作模態(tài)

模態(tài)1：Ucr=UDC，設(shè)此時Q1 受控關(guān)斷，可知Q1 為ZVS關(guān)斷；Ucr為負載供電，電壓逐漸減小。

模態(tài)2：此時Ucr減小為0，與Q2 反并聯(lián)的二極管導(dǎo)通，將Q2兩端電壓鉗位在零電位。

模態(tài)3：Q2 受控信號來臨，Q2 實現(xiàn)ZVS 導(dǎo)通，L 繼續(xù)為負載供電。

模態(tài)4：Qr1 受控實現(xiàn)ZCS 導(dǎo)通，Dr 受控導(dǎo)通，此時iL減小而iLr增大。

模態(tài)5：由于Q2 并聯(lián)電容Cr，當Q2 受控關(guān)斷時，兩端電壓緩慢上升，可近似認為ZVS 關(guān)斷；此時Cr 與L和Lr并聯(lián)電感發(fā)生諧振，直到Ucr等于輸入電壓UDC。

模態(tài)6：Q1反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，將Q1兩端電壓鉗位在零電位；L受正電壓，iL增大，iLr不斷減小。

模態(tài)7：Q1受控ZVS導(dǎo)通。

模態(tài)8：Qr1 支路電流減小，實現(xiàn)ZCS；其中DP 作為緩沖支路，防止Qr1 早于Q1 關(guān)斷，為電流提供續(xù)流回路，防止Q1過壓。

該拓撲實現(xiàn)主開關(guān)與同步整流開關(guān)零電壓開通與近似零電壓關(guān)斷，提高Buck電路的工作效率。

利用輔助開關(guān)實現(xiàn)軟開關(guān)，能夠使各開關(guān)管近似實現(xiàn)ZVS 或ZCS，但對拓撲的控制電路比較復(fù)雜，而控制電路是DC/DC 變換器中的敏感部分，因此對控制電路的抗擾度有較高要求。

（3）利用電路參數(shù)的軟開關(guān)拓撲

為了簡化控制電路、不增加電壓電流應(yīng)力且能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)設(shè)計，研究人員進一步探索，采用利用電路中的寄生參數(shù)，參與軟開關(guān)的設(shè)計減少器件的使用，同時不另外增加開關(guān)管能夠簡化控制電路設(shè)計難度。一種單開關(guān)軟切換PWM正向變流器工作時有源開關(guān)上無電壓應(yīng)力，電流應(yīng)力很小[30]。這些軟開關(guān)變流器接近運行于無開關(guān)損耗的狀態(tài)。一種新型的無高壓電流應(yīng)力的PWM軟單開關(guān)升壓變換器[31]，該變換器不需要任何額外的開關(guān)來實現(xiàn)軟開關(guān)，且可擴展到其他非隔離和隔離單開關(guān)DC/DC變換器。而利用互容和互感的消去理論[32]，可提出5種開關(guān)管寄生電容消去方法，在不同場合下使用不同方法可以消去共模干擾、差模干擾。在此基礎(chǔ)上衍生的一種基于開關(guān)寄生電容抵消的電磁干擾減小技術(shù)[33]，將該技術(shù)應(yīng)用于變頻器能相當大降低傳導(dǎo)電磁干擾水平。PWM軟單開關(guān)升壓變壓器拓撲如圖9所示，系統(tǒng)共有6個工作模態(tài)，如圖10所示。

圖9 PWM SSS（Soft-Single-W-Switched）Boost電路

圖10 PWM SSS Boost 電路工作模態(tài)

模態(tài)1：開關(guān)管S 受控開通，由于與Lr1 串聯(lián)，電流緩慢增加，可認為是ZCS開通；iLr1增加，流過二極管Do的電流iDo減少；Cr兩端電壓等于輸出電壓。

模態(tài)2：二極管Do 上的電流減小到0，自然關(guān)斷，由于Cr電壓鉗位，可認為二極管ZVZCS；Cr與輸入電壓向Lr1支路與負載供電，UCr減小。

模態(tài)3：當UCr電壓減小為0，二極管D1ZVS 導(dǎo)通，將電壓鉗位在零電位。

模態(tài)4：S 受控ZVS 關(guān)斷，Lr2 支路與輸入電壓給Cr充電。

模態(tài)5：UCr 等于輸出電壓時，二極管DoZVS 導(dǎo)通；Lr2支路與輸入電壓向負載供電，iLr2減小。

模態(tài)6：電路與普通Boost開關(guān)管導(dǎo)通時狀態(tài)相同。

將Lr1改用一個匝數(shù)比為n的耦合電感，改造后電路如圖11 所示，該拓撲具有以下優(yōu)勢：不需要任何額外的開關(guān)來實現(xiàn)軟開關(guān)，簡化了控制電路；消除開關(guān)管漏地間寄生電容；在所有的轉(zhuǎn)換器類型中，開關(guān)是在零電流條件下打開，在幾乎零電壓條件下關(guān)閉。

圖11 消除漏地寄生電容的PWM SSS Boost 電路

將耦合電感部分利用Y-Δ 等效電路進行等效轉(zhuǎn)換，可以得到一個π 形電路圖，總可以在匝數(shù)大的一側(cè)獲得一個負電容，在電路設(shè)計時，可以利用該電容抵消開關(guān)管寄生電容的作用。在輸入側(cè)加入LISN 進行仿真，由仿真結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，利用耦合電感抵消漏地寄生電容后，大大減小了共模干擾。如圖12～13所示。

圖12 利用耦合電感產(chǎn)生負電容

2.3 其他抑制技術(shù)

（1）改善PCB 布局。PCB 電路板的合理走線與布局設(shè)計也可以減小電磁干擾。可以通過增大線間距離來降低電容耦合與線間互感。實施靜電屏蔽，屏蔽層采用網(wǎng)格接地的方法可以有效降低輻射干擾。減小干擾源和敏感電路的環(huán)路面積，可以減小寄生電容，而利用功率器件固有的寄生電容在功率電路中構(gòu)造動態(tài)電位平衡節(jié)點[34]，使得流過該節(jié)點對地的、大小相同方向相反的共模位移電流互相抵消，進而抑制流入源端的共模電流，但其使用范圍相對較小。因此進行進一步改進，如圖14所示[35]，與n2、n3、n4相連的電容為主電路與保護地之間的寄生電容，數(shù)值小，因此能夠造成的電壓變化率很小，所產(chǎn)生的共模干擾可以忽略不計，因此n2、n3、n4可認為是穩(wěn)定的電壓節(jié)點。而n1所連的電容包括與散熱器相連的寄生電容Cm，其數(shù)值較大，在高頻工作下會產(chǎn)生很大的電壓變化率，因此n1是一個動態(tài)點。通過將電感與二極管連接在輸入負端，將動態(tài)點從n1轉(zhuǎn)變?yōu)閚3，再利用PCB 布局，減小n3的回路面積便可減小寄生電容，進而達到減小共模干擾的作用。

圖14 Boost 電路與保護地間的寄生電容

圖15 穩(wěn)定節(jié)點的Boost 電路電路

（2）提高控制回路的抗敏性。為了防止電平信號中的毛刺，利用軟件編程技術(shù)，可以通過多次采樣的數(shù)字濾波方法來濾除干擾信號，減少引起軟件的誤判斷及誤動作；開關(guān)元件的驅(qū)動脈沖信號增加負電平，提高驅(qū)動信號的抗干擾能力；驅(qū)動信號采用光纖傳輸技術(shù)，光纖適宜于遠距離傳輸，具有抗干擾能力強的特點。

（3）合理分布元器件。應(yīng)盡量將相互關(guān)聯(lián)的元器件擺放在一起，以避免因器件離的太遠而造成印制線過長所帶來的干擾；將輸入信號和輸出信號盡量放置在引線端口附近，以避免因耦合路徑而產(chǎn)生的干擾；敏感電路或元件要遠離發(fā)熱源；主電路輸入線、輸出線、EMI 濾波器、控制信號線與高壓脈沖信號線分開走線；電纜不貼著金屬外殼和散熱器走線，最好使每個功率管用一個獨立的散熱片并保證一定距離等。

（4）形成有效接地。能夠連在一起的地應(yīng)盡量連在一起，接地點盡量粗一點，還可以盡量加粗地線寬度，減少環(huán)路電阻。若地線很細或者接地點很小，接地電位則隨電流的變化而變化，使抗噪聲性能變壞。

（5）采用頻率抖動技術(shù)。利用擴散頻譜能量來降低諧波幅值。該方法相對于恒定開關(guān)頻率PWM控制方式而言的，其“抖動”是指PWM 發(fā)生器在脈寬調(diào)制的同時，開關(guān)頻率圍繞某個固定頻率變化。實質(zhì)上是在總能量不變的前提下，將集中在諧波上的能量擴散到該頻率附近的一定帶寬內(nèi)，從而得到較低的幅值，降低EMI噪聲。

3 發(fā)展與展望

DC/DC 變換器中最主要的干擾源就是內(nèi)部的高頻開關(guān)管與二極管，研究人員從早期功率較低且只能實現(xiàn)部分開關(guān)管軟開關(guān)到后期控制簡單且基本上實現(xiàn)器件的地電壓電流應(yīng)力與軟開關(guān)。在軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用于電磁干擾抑制上，科研人員已經(jīng)有了長足的發(fā)展。

（1）利用電路寄生參數(shù)實現(xiàn)軟開關(guān)。利用電路自身寄生參數(shù)作為諧振回路環(huán)節(jié)的設(shè)計較少，在設(shè)計軟開關(guān)電路時考慮的寄生參數(shù)大多為開關(guān)管的結(jié)電容、漏地電容，忽略了RLC 高頻等效電路中存在的寄生參數(shù)。隨著變換器趨于高頻化，這些寄生參數(shù)將能夠與主電路RLC在數(shù)量級上可比擬，勢必需要考慮這些寄生參數(shù)對電路工作的影響，同時如何保證不增加拓撲控制的復(fù)雜度，提高拓撲的性能，還有待未來學者進行研究。

（2）提高DC/DC 變換器抗擾度。目前，科研人員針對DC/DC 主電路拓撲結(jié)構(gòu)、控制電路的調(diào)制方法，在電磁干擾抑制上做了大量的研究。最大限度地降低DC/DC變換器對外界產(chǎn)生的傳導(dǎo)干擾、輻射干擾。

實際上，外界甚至同一產(chǎn)品的不同單元都存在電磁干擾，可能對DC/DC 變換器的正常工作產(chǎn)生影響。較少文獻能夠討論變換器內(nèi)部環(huán)節(jié)對外界電磁騷擾的敏感度；控制電路為弱電回路，容易受到變換器主電路強電的干擾，未來的科研人員可以探究如何保證控制電路可靠控制主回路。

4 結(jié)束語

由于電力電子元器件的廣泛使用，如何做好其自身的抗干擾實為研究相關(guān)領(lǐng)域的重點。而電磁兼容技術(shù)在以DC/DC 為典型的開關(guān)電源運用中具有較強的專業(yè)融合性。為此，本文從軟開關(guān)技術(shù)出發(fā)，首先從干擾源、變換器對外界的影響與外界對變換器的影響3 個角度闡述了DC/DC 變換器的電磁兼容性問題；其次，仔細介紹了軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展和總結(jié)了利用軟開關(guān)技術(shù)進行電磁干擾抑制的措施，同時也對其他電磁抑制措施進行簡單概述；最后，從考慮電路寄生參數(shù)與DC/DC 變換器抗擾度角度提出了未來展望。希望有關(guān)學者能夠了解應(yīng)用于開關(guān)電源的電磁兼容技術(shù)，以實現(xiàn)更優(yōu)質(zhì)的電磁兼容設(shè)計。