雷二濤，張浚坤，金莉，馬凱，李盈

(廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司電力科學(xué)研究院，廣東 廣州 510080)

在“雙碳”形勢下，電動汽車大量涌入市場[1]，同時汽車充電系統(tǒng)大量接入電網(wǎng)，然而這種無序接入電網(wǎng)的行為增加了電網(wǎng)的峰谷差，增大了電網(wǎng)負(fù)荷的隨機(jī)性，導(dǎo)致電網(wǎng)穩(wěn)定性降低和電能質(zhì)量下降，嚴(yán)重威脅電網(wǎng)的安全[2-7]。功率因數(shù)校正(power factor correction，PFC)環(huán)節(jié)是車載充電器/電動汽車供電設(shè)備(electric vehicle supply equipment，EVSE)功率級的第1級，其目標(biāo)是將輸入電流轉(zhuǎn)換為與電網(wǎng)電壓同相的近似正弦波形，減少對電網(wǎng)的諧波注入，改善功率因數(shù)，以符合電網(wǎng)接入的相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)。同時，PFC還能為后級DC/DC轉(zhuǎn)換器提供穩(wěn)定的輸入電壓[8]，保證整個系統(tǒng)的正常運(yùn)行。

目前，工程上通常采用的單相交流輸入的充電器架構(gòu)中，前級為單相PFC，采用單級升壓PFC或交錯雙級PFC。單級PFC結(jié)構(gòu)簡單，可采用低成本控制器輕松實(shí)現(xiàn)。而交錯拓?fù)溆欣谙斎牒洼敵鲭娏骷y波，可以更方便地進(jìn)行電磁干擾(electromagnetic interference，EMI)濾波設(shè)計，使儲能元件更小，還能更好地散熱。后級為隔離型DC/DC變換器，用于提供電氣隔離并生成穩(wěn)定的輸出電壓。因此，AC/DC變換器作為電網(wǎng)與用電設(shè)備之間的接口，不僅承擔(dān)著電能變換的作用，還要盡可能減小后級負(fù)載對電網(wǎng)造成的影響。而PFC變換器作為充電系統(tǒng)的前級，其性能好壞不僅關(guān)系到電網(wǎng)的電能質(zhì)量和穩(wěn)定性，更關(guān)系到后級DC/DC變換器能否穩(wěn)定輸出。

傳統(tǒng)的有橋PFC變換器具有成本低、控制簡單等優(yōu)點(diǎn)[9-11]，但是其效率受到前級二極管不可控整流和非雙向結(jié)構(gòu)的影響。為了提高效率并減少電路的半導(dǎo)體數(shù)量，無整流橋PFC變換器逐漸普及[12-20]。為了降低PFC變換器的損耗，并且實(shí)現(xiàn)能量的雙向傳輸，文獻(xiàn)[13]提出將傳統(tǒng)圖騰柱無橋PFC變換器的二極管改為低頻開關(guān)管，降低了導(dǎo)通壓降，減少了損耗。文獻(xiàn)[14]提出一種并聯(lián)交錯式的圖騰柱無橋PFC變換器，該變換器可以實(shí)現(xiàn)單路、雙路交錯運(yùn)行。文獻(xiàn)[15]設(shè)計了一款基于氮化鎵高電子遷移率晶體管(gallium nitride high electron mobility transistors，GaN HEMT)、工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(continuous conduction mode，CCM)模式下的圖騰柱無橋PFC變換器，可以用于2.2 kW的空調(diào)壓縮機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)，峰值效率達(dá)到了98.6%。文獻(xiàn)[16]設(shè)計了一款基于GaN HEMT的工作在CCM模式下的圖騰柱無橋PFC變換器，功率等級達(dá)到3.2 kW，效率可以高達(dá)99%，功率密度為7.9 W/cm3，但是隨著變換器功率等級和開關(guān)頻率的提升，開關(guān)損耗也不容忽視。文獻(xiàn)[17]提出了一種用于PFC電路軟開關(guān)的無橋雙升壓整流器，其在傳統(tǒng)無橋升壓整流器的基礎(chǔ)上增加了額外輔助電路，可實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的零電壓開通和輔助開關(guān)的零電流關(guān)斷，并且系統(tǒng)輸出功率為800 W。文獻(xiàn)[18]針對常規(guī)PFC變換器由于硬開關(guān)而損耗較大的問題，采用附加電感器來減小開關(guān)損耗，利用其儲存的能量實(shí)現(xiàn)了開關(guān)的零電壓開通功能，并且輸出功率可達(dá)1.6 kW。文獻(xiàn)[19]提出了一種在連續(xù)導(dǎo)通模式下可用于圖騰柱PFC整流器零電壓開通的控制方法，且該技術(shù)在400 kHz開關(guān)頻率下峰值效率達(dá)98.35%。

由于傳統(tǒng)無橋PFC存在損耗較大的問題，本文提出一種基于SiC的并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器。首先，通過分析所提并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器中1個升壓單元的4種工作模態(tài)，介紹電流紋波減小的工作機(jī)理；然后，根據(jù)變換器具體參數(shù)指標(biāo)設(shè)計主電路參數(shù)，并采用基于數(shù)字鎖相環(huán)(phase locked loop，PLL)的變換器控制策略；接著，對高頻和低頻的開關(guān)管均設(shè)置死區(qū)，并且結(jié)合一定的軟啟動措施，達(dá)到抑制工頻電流過零點(diǎn)畸變的目的，同時設(shè)計增強(qiáng)型脈沖寬度調(diào)制(enhanced pulse width modulation，EPWM)的8個工作模式；最后，通過仿真及實(shí)驗對所提并聯(lián)交錯圖騰柱無橋PFC變換器進(jìn)行驗證。

1 并聯(lián)交錯式無橋圖騰柱PFC變換器

并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器電路如圖1所示，其中，SD1、SD2為工頻開關(guān)管，S1—S6為高頻開關(guān)管，L1、L2、L3為三路升壓電感(電感值分別為L1、L2、L3)，Cout為輸出電容(電容值Cout)，Rload為負(fù)載，Uac為交流輸入電壓。L1-S1-S2、L2-S3-S4、L3-S5-S6分別構(gòu)成3個升壓單元，3個單元交錯120°工作，3個電感電流交錯120°升降，減小了電流紋波。

圖1 并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器Fig.1 Interleaved totem-pole bridgeless PFC converter

并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器共有16種模態(tài)。當(dāng)交流輸入電壓位于正半周時，SD2導(dǎo)通，當(dāng)交流輸入位于負(fù)半周時，SD1導(dǎo)通。這里對其中1個升壓單元(L1-S1-S2)進(jìn)行分析，其余2個升壓單元分別滯后于此單元120°、240°工作。1個升壓單元有4種模態(tài)，具體的模態(tài)分析如下：

模態(tài)1，交流輸入電壓位于正半周，此時SD2和S2導(dǎo)通，電感L1儲能，電感電流上升，輸出電容向負(fù)載供電，電感電流以式(1)線性增長：

(1)

式中：iL1為流過電感L1的電流；uac為交流輸入電壓瞬時值；t為時間。

模態(tài)2，交流輸入電壓位于正半周，此時SD2和S1導(dǎo)通，電感L1向負(fù)載供能，電感電流下降，輸出電容充電，電感電流以式(2)線性下降：

(2)

式中Uout為輸出的直流電壓。

模態(tài)3，交流輸入電壓位于負(fù)半周，此時SD1和S1導(dǎo)通，電感L1儲能，電感電流上升，輸出電容向負(fù)載供電。

模態(tài)4，交流輸入電壓位于負(fù)半周，此時SD1和S2導(dǎo)通，電感L1向負(fù)載供能，電感電流下降，輸出電容充電。

根據(jù)式(1)、(2)，結(jié)合電感伏秒平衡原則，并假設(shè)三相交錯并聯(lián)參數(shù)完全相等，可以得到電感電流紋波和輸入電流紋波符合以下關(guān)系：

ΔIac=ΔILk(D)；

(3)

(4)

式中：ΔIac為輸入電流紋波；ΔIL為電感電流紋波；D為占空比，且D=(Uout-uac)/Uout。當(dāng)交流電壓信號位于正半周時，D指的是開關(guān)管S2、S4、S6的占空比；當(dāng)位于負(fù)半周時，D指的是開關(guān)管S1、S3、S5的占空比；當(dāng)D=1/3和D=2/3時，三相電感紋波相互抵消，總電流紋波為0。

2 PFC變換器主電路設(shè)計及其控制策略

2.1 主電路參數(shù)設(shè)計

并聯(lián)交錯式PFC變換器的參數(shù)指標(biāo)見表2。

表2 變換器參數(shù)指標(biāo)Tab.2 Converter parameters indexes

2.1.1 熔斷器選擇

為了選取合適的熔斷器，需要計算輸入電流Iac，RMS。依據(jù)最大功率和輸入電壓可得

(5)

式中功率因數(shù)和效率按照最低標(biāo)準(zhǔn)計算。

2.1.2 升壓電感選擇

根據(jù)前文推導(dǎo)，可以得出電感電流紋波的最大值

(6)

式中：Ts為開關(guān)周期；L為三路升壓電感L1、L2、L3其中之一(三路采用相同的電感)。

根據(jù)設(shè)計要求中的電流紋波系數(shù)γL≤10%，綜合考慮額定功率和效率因素，有

(7)

式中Uin，max為輸入電壓最大值，則

(8)

考慮安全裕量，最終選擇電感的規(guī)格為260 μH/20 A。

2.1.3 直流側(cè)電容選擇

由于輸出電壓存在二倍工頻紋波，所以輸出電容需要滿足紋波因素。由設(shè)計指標(biāo)可知輸出電壓紋波系數(shù)γU≤5%，則有

(9)

式中ΔUout為輸出電壓紋波。

此外，當(dāng)電容兩端的實(shí)際電壓不是純直流電壓而存在紋波波動時，就會產(chǎn)生紋波電流，電容選型中對紋波電流同樣有設(shè)計要求，電容輸出最大電流紋波

(10)

考慮安全裕量和市面上常用的電解電容值，由12組2個150 μF/350 V串聯(lián)的電解電容組成直流支撐電容Cout，單個電容的額定紋波電流為970 mA，等效電容值為900 μF/700 V，電容組的額定紋波電流為11.64 A，滿足設(shè)計要求。

2.1.4 開關(guān)管選擇

由于輸出電壓為600 V，考慮20 V的電壓紋波，則開關(guān)管的理論耐壓UQ需要滿足

UQ>Uout+Uripple=620 V.

(11)

式中Uripple為電壓紋波。

考慮1.5倍的安全裕量，開關(guān)管的實(shí)際耐壓UQN應(yīng)滿足

UQN>1.5UQ=930 V.

(12)

考慮電感電流1.5～2倍的安全裕量，開關(guān)管的額定電流IDSN應(yīng)滿足

IDSN=(1.5～2)×IL，max=21.232～28.3 A.

(13)

式中IL，max為流過單路電感電流的最大值。

最終確定高頻開關(guān)管為額定電壓1 kV、額定電流35 A的SiC金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)，低頻開關(guān)為額定電壓1.2 kV、額定電流90 A的SiC MOSFET。

2.2 控制策略設(shè)計

圖2為CCM模式下并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器的控制功能框圖，其中：Uref為參考輸入電壓，iL1、iL2、iL3為流經(jīng)三路電感的電流。輸出電壓經(jīng)過電阻分壓和調(diào)理電路濾波后進(jìn)入數(shù)字信號處理器(digital signal processor，DSP)的A/D模塊，交流輸入電壓經(jīng)過電壓互感器和調(diào)理電路進(jìn)入DSP的A/D模塊，經(jīng)過二階廣義積分PLL(second order generalized integrator PLL，SOGI-PLL)得到單位正弦信號，取絕對值后和電壓環(huán)輸出的乘積即為電流參考信號。采樣得到的3個電感電流信號分別經(jīng)過分PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)產(chǎn)生PWM信號，從而產(chǎn)生對應(yīng)開關(guān)管的開關(guān)信號，最后經(jīng)過驅(qū)動電路得到SiC MOSFET的驅(qū)動信號，由此完成一次調(diào)制。

圖2 并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器的控制框圖Fig.2 Control block diagram of interleaved totem-pole bridgeless PFC converter

為了使輸入電流可以很好地跟隨交流輸入電壓，本文采用數(shù)字PLL產(chǎn)生單位正弦信號，作為電流環(huán)的給定信號。傳統(tǒng)PLL根據(jù)鑒相器實(shí)現(xiàn)方法的不同可被分為2類，分別是基于功率的PLL(power-based PLLs，pPLLs)和基于正交信號發(fā)生器的PLL(quadrature signal generation-based PLLs，QSG-PLLs)。pPLLs使用乘法器作為鑒相器，但其對電網(wǎng)電壓較為敏感，這種鑒相器會引入倍頻擾動，導(dǎo)致倍頻振蕩和偏移誤差[20-21]。所以本文設(shè)計采用結(jié)合二階廣義積分基于正交信號發(fā)生器的PLL[22-24]，正交信號發(fā)生器的結(jié)構(gòu)如圖3所示，其中：us為輸入的交流電壓信號，uα、uβ為正交信號發(fā)生器輸出的正交信號，k為增益，ω為需要生成的正交信號的角頻率，s為拉普拉斯算子。

圖3 正交信號發(fā)生器結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure diagram of orthogonal signal generator

在Simulink中搭建PLL模型，仿真結(jié)果如圖4所示，其中：uosg為輸出的正交信號，uspll為輸入的交流信號。圖4(a)所示為正交信號發(fā)生器的輸出結(jié)果，可以看出正交信號發(fā)生器可在α和β軸輸出正交信號，圖4(b)所示為PLL的輸出結(jié)果，可以看到經(jīng)過約0.06 s輸入的交流信號uspll可以跟隨uosg的相位信號，滿足快速性的要求。

2.3 控制程序設(shè)計

選用TMS320F280049作為控制器，控制程序流程如圖5所示。為了方便調(diào)試和功能測試，系統(tǒng)采用模塊化編程。主函數(shù)控制主要包括系統(tǒng)初始化、變量初始化、保護(hù)閾值設(shè)定、中斷配置和主函數(shù)無限循環(huán)等待中斷請求5個部分。

圖5 控制程序流程Fig.5 Control program flow chart

中斷服務(wù)函數(shù)包含電流環(huán)中斷和電壓環(huán)中斷2個部分。當(dāng)收到中斷請求時，這2個中斷服務(wù)函數(shù)都需要先清除中斷標(biāo)志。電流環(huán)將讀取模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter，ADC)結(jié)果，執(zhí)行前饋補(bǔ)償函數(shù)和PLL程序，再運(yùn)行電流調(diào)節(jié)器，將得到的結(jié)果作為調(diào)制波進(jìn)行PWM，控制開關(guān)管的開通和關(guān)斷。電壓環(huán)將首先判斷輸入電壓的極性，再對直流電壓環(huán)進(jìn)行前饋補(bǔ)償，接下來運(yùn)行電壓調(diào)節(jié)器，再計算輸入輸出功率，最后進(jìn)行欠壓或過壓的判斷，確保系統(tǒng)安全運(yùn)行。

2.4 工頻電流過零點(diǎn)畸變的抑制策略

工頻電流過零點(diǎn)畸變一直是圖騰柱無橋PFC變換器的關(guān)鍵問題。為了防止上下管直通，高頻和低頻的開關(guān)管均設(shè)置了死區(qū)，并且結(jié)合一定的軟啟動措施。以1個升壓單元為例，關(guān)鍵信號波形如圖6所示，其中SSD1、SSD2、SS1、SS2為開關(guān)管SD1、SD2、S1、S2的驅(qū)動信號，S為各驅(qū)動信號。

圖6 軟啟動策略Fig.6 Soft start strategy

t∈[t0，t1)：負(fù)半周正常運(yùn)行階段。

t∈[t1，t2)：負(fù)半周到正半周的死區(qū)時間，由于電感電流無法突變，電流保持原來的流向，此時所有開關(guān)管均處于關(guān)斷狀態(tài)，只有S2和SD2的體二極管續(xù)流，同時高頻開關(guān)管SD2漏-源間的寄生電容充電。

t∈[t2，t3)：仍然處于死區(qū)時間內(nèi)，但是S2已經(jīng)開始開關(guān)動作，為了消耗寄生電容上儲存的電能，占空比由小到大進(jìn)行軟啟動。

t≥t3：正半周開始正常運(yùn)行。

2.5 EPWM模式設(shè)計

根據(jù)前文的敘述可知，過零點(diǎn)電流畸變對于圖騰柱無橋PFC變換器相當(dāng)重要，有必要對EPWM的模式進(jìn)行細(xì)致設(shè)計。模式過渡如圖7所示，EPWM被分為8個模式，判斷標(biāo)準(zhǔn)為PLL的輸出值uspll，以正半周開始，為了抑制過零點(diǎn)時產(chǎn)生的電流尖峰，判斷閾值設(shè)定為CPZ1、CPZ2、CNZ1、CNZ2。

圖7 模式過渡Fig.7 Schematic diagram of mode transition

模式1：[CNZ1，0)，定義電網(wǎng)電壓為負(fù)穿越狀態(tài)1，此時封鎖低頻管輸出，高頻管以最低占空比持續(xù)開關(guān)動作，以消耗寄生電容儲存的能量，等待電網(wǎng)電壓真正穿越至負(fù)半周。

模式2：[0，CNZ2)，定義電網(wǎng)電壓為負(fù)穿越狀態(tài)2，此時電網(wǎng)電壓已經(jīng)真正穿越至負(fù)半周，但仍封鎖低頻管和高頻輸出，同時切換主從PWM，清零電流調(diào)節(jié)器，為軟啟動做準(zhǔn)備。

模式3：[CNZ2，計數(shù)結(jié)束)，定義電網(wǎng)電壓為負(fù)穿越狀態(tài)3，此時封鎖低頻管PWM輸出，高頻管開始動作進(jìn)行軟啟動，逐漸增大占空比，等待增大計數(shù)完成。

模式4：[計數(shù)結(jié)束，CPZ1)，定義電網(wǎng)電壓為負(fù)半周狀態(tài)，此時低頻管開始動作，進(jìn)入正常調(diào)制模式。

模式5：[CPZ1，0)，定義電網(wǎng)電壓為正穿越狀態(tài)1，此時封鎖低頻管輸出，高頻管以最低占空比持續(xù)開關(guān)動作，以消耗寄生電容儲存的能量，等待電網(wǎng)電壓真正穿越至正半周。

模式6：[0，CPZ2)，定義電網(wǎng)電壓為正穿越狀態(tài)2，此時電網(wǎng)電壓已經(jīng)真正穿越至正半周，但仍封鎖低頻管和高頻輸出，同時切換主從PWM，清零電流調(diào)節(jié)器，為軟啟動做準(zhǔn)備。

模式7：[CPZ2，計數(shù)結(jié)束)，定義電網(wǎng)電壓為正穿越狀態(tài)3，此時封鎖低頻管PWM輸出，高頻管開始動作進(jìn)行軟啟動，逐漸增大占空比，等待增大計數(shù)完成。

模式8：[計數(shù)結(jié)束，CNZ1)，定義電網(wǎng)電壓為正半周狀態(tài)，此時低頻管開始動作，進(jìn)入正常調(diào)制模式。

3 仿真與實(shí)驗驗證

3.1 并聯(lián)交錯式無橋圖騰柱PFC變換器的仿真驗證

仿真參數(shù)見表3。

表3 并聯(lián)交錯式圖騰柱無橋PFC變換器仿真參數(shù)Tab.3 Simulation parameters of totem-pole PFC converter

并聯(lián)交錯式PFC變換器的仿真結(jié)果如圖8所示，其中iac為輸入交流電流。

圖8 并聯(lián)交錯式PFC變換器的仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of interleaved PFC converter

可以看出，輸入電流可以很好地跟隨輸入電壓的相位，達(dá)到了PFC的目的，輸出電壓存在2倍工頻紋波，且紋波系數(shù)在5%以內(nèi)，滿足前文的計算和理論分析，達(dá)到設(shè)計要求。對比圖8(a)和圖8(b)可知，即使加入了抑制措施，輕載工況下的電流紋波仍然相對較大。

輸入電流與電感電流波形如圖9所示，其中iL為單路的電感電流。圖9(a)所示為滿載工況輸入電流和電感電流，可以看出電感電流存在較大紋波，通過并聯(lián)交錯，總輸入電流的紋波得到大幅減小。圖9(b)所示為滿載工況輸入電流和電感電流紋波，在占空比為0.5時，三相電感電流交錯120°升降，此時電感電流紋波為1 A而總輸入電流紋波為0.4 A。由此可知，通過并聯(lián)交錯，電流紋波有明顯減小。

圖9 輸入電流與電感電流波形Fig.9 Input current and inductor current

3.2 并聯(lián)交錯式無橋圖騰柱PFC變換器的實(shí)驗分析

實(shí)驗樣機(jī)如圖10所示，樣機(jī)體積為1 311 cm3，功率密度5.015 W/cm3。

圖10 實(shí)驗樣機(jī)Fig.10 Experimental converter

首先進(jìn)行驅(qū)動電路實(shí)驗，給定占空比為50%的方波，驅(qū)動輸出波形如圖11所示，驅(qū)動輸出正常，幅值為+15 V/-4 V。其次進(jìn)行交流輸入的電流閉環(huán)實(shí)驗，實(shí)驗波形如圖12，輸入交流信號50 V，帶1 100 Ω純阻性負(fù)載進(jìn)行電流閉環(huán)實(shí)驗，輸出達(dá)到225 V，實(shí)現(xiàn)了升壓，電流波形可較好跟隨輸入電壓，計算效率達(dá)到95%；由于受限于安全因素和負(fù)載原因，實(shí)驗僅使用小電流作為輸入電流來獲取波形，以驗證該變換器的控制效果。因此，輸入電流iac過零點(diǎn)存在相對較大的紋波，在輸入電流較大時采取的措施效果將相對明顯，同時說明輕載工況下的軟啟動措施仍然需要完善。

圖11 驅(qū)動輸出波形Fig.11 Driver output waveform

圖12 交流實(shí)驗波形Fig.12 AC test waveform

4 結(jié)束語

近年來電動汽車逐步普及，為了提高電網(wǎng)穩(wěn)定性以及電網(wǎng)質(zhì)量，PFC技術(shù)被廣泛應(yīng)用于車載充電器。本文設(shè)計了一款基于SiC器件的并聯(lián)交錯圖騰柱無橋PFC變換器，作為車載充電器的前級。該變換器可以工作在CCM模式下，有效抑制電流紋波，同時由于使用了并聯(lián)交錯技術(shù)，變換器具有開關(guān)器件容量小、功率密度高的特點(diǎn)。本文首先分析了1個升壓單元的4種模態(tài)，并對變換器進(jìn)行軟硬件設(shè)計，硬件方面包括電感計算、直流側(cè)電容選擇和開關(guān)管選擇，軟件方面包括控制策略和程序設(shè)計、PLL設(shè)計、過零點(diǎn)畸變的抑制策略和EPWM模式設(shè)計。最后，搭建了Simulink仿真模型，并設(shè)計制作了額定功率6.6 kW的樣機(jī)。通過測量驅(qū)動波形、直流波形和交流波形，驗證了該變換器的有效性與可行性。