云澤雨

(交通運輸部北海航海保障中心天津通信中心,天津 300451)

0 引言

全雙工技術(shù)作為實現(xiàn)更高頻譜效率的新興技術(shù),與傳統(tǒng)的雙向半雙工相比,不僅提升了頻譜利用率,而且吞吐量也可提高兩倍[1]。由于全雙工系統(tǒng)的發(fā)射機和接收機采用相同的頻率,因此,從發(fā)射到接收過程中不可避免地對系統(tǒng)有自干擾影響。通常,自干擾抑制技術(shù)可以分為3類:傳播域隔離[2]、射頻(RF)域抑制[3]和數(shù)字域消除[4]。傳播域隔離采用天線方向性、路徑損耗、交叉極化和電平衡隔離器的組合來實現(xiàn)。RF域抑制則通過從接收機輸入中減去傳輸信號的處理副本來實現(xiàn)。數(shù)字域消除則通過數(shù)字濾波器將已知傳輸數(shù)據(jù)作為檢測器的輸入進(jìn)行自干擾抑制。文獻(xiàn)[5]分析了發(fā)射機和接收機功率放大器(PA)的非線性影響。文獻(xiàn)[6]驗證了當(dāng)發(fā)射機和接收機使用兩種不同的振蕩器時相位噪聲是阻礙自干擾消除的關(guān)鍵因素。單天線全雙工系統(tǒng)可實現(xiàn)50～60 dB的數(shù)字消除,有限的RF消除會導(dǎo)致接收機的RF和基帶(BB)非線性對自干擾信號產(chǎn)生更大的影響。

本文在綜合分析發(fā)射機和接收機同相/正交(IQ)不平衡、收發(fā)機硬件中的非線性失真、接收機噪聲系數(shù)以及同相/正交(IQ)混頻器的相位噪聲效應(yīng)的基礎(chǔ)上,設(shè)計具有直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的單天線全雙工通信系統(tǒng)的自干擾數(shù)字消除模型。重點分析發(fā)射機和接收機自干擾特征,提出適用于接收機鏈路RF和BB非線性的自干擾數(shù)字消除方法,采用正交三角(QR)分解法對設(shè)計矩陣進(jìn)行正交化,從而減少數(shù)字消除誤差。通過波形模擬展示接收機RF和BB二階和三階非線性對RF消除剩余自干擾的影響。

1 全雙工收發(fā)機模型及自干擾特性

1.1 全雙工收發(fā)機模型

本文設(shè)計的具有直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的單天線全雙工收發(fā)機詳細(xì)框圖見圖1。其中,PA為功率放大器,VGA為可變增益放大器,IQ混頻器為同相/正交混頻器,BBA為寬帶脈沖放大器,LPF為低通濾波器,BPF為帶通濾波器,LNA為低噪聲放大器,ADC為模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器,DAC為數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器,x[n]為線性自干擾信號,x(t)為DAC輸出端的數(shù)字信號,xIQ(t)為RF信號的上變頻,xPA(t)為PA非線性響應(yīng)信號,d(t)為接收機的期望信號,r(t)為接收機輸入端的數(shù)字信號,rLNA(t)為LNA的輸出信號,rIQ(t)為下變頻信號,y[n]為ADC輸出端的數(shù)字信號。

圖1 單天線全雙工收發(fā)機模型

1.1 發(fā)射機的自干擾

在傳輸鏈路中,干擾主要來自IQ混頻器和功率放大器等RF前端硬件。當(dāng)信號經(jīng)過DAC后,轉(zhuǎn)換后的x(t)將同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量通過LPF來抑制混疊干擾。I信號和Q信號發(fā)送至IQ混頻器用于上變頻到載波頻率。在IQ混頻器中,IQ不平衡對信號產(chǎn)生相位噪聲。假設(shè)γTx和λTx分別為線性和非線性信號分量的復(fù)增益,則RF信號的上變頻為

(1)

其中,

(2)

其中,ωc為RF信號的角中心頻率,θTx為隨機相位噪聲過程,(-)為復(fù)共軛。

在信號傳輸前,上變頻信號經(jīng)過VGA和PA將信號的傳輸功率放大來滿足通信傳輸要求。由于接收機的LPF會將RF的偶數(shù)功率諧波截斷,因此,PA只考慮奇數(shù)階非線性項。假設(shè)VGA增益為βVGA,則基于Hammerstein非線性建模的PA非線性響應(yīng)為

(3)

其中,p為非線性階數(shù),f(t)為記憶多項式,*為線性卷積。βPA,1為線性增益,βPA,3為三階非線性失真增益。

由于PA輸出的三階失真的非線性最強,因此,本文只考慮三階失真,將非線性失真增益定義為

(4)

其中,βC,1為線性增益,n為任意組合C={PA,LNA,BB}的非線性階數(shù)。

在單天線系統(tǒng)中,從PA輸出的xPA(t)通過循環(huán)器傳送到天線,發(fā)射機輸出的數(shù)字信號將部分反射回接收機前端,假設(shè)αRF(t)和hch(t)分別是RF消除的脈沖響應(yīng)和自干擾信號的多徑信道響應(yīng),則接收機輸入端的數(shù)字信號為

(5)

其中,

(6)

其中,d(t)和ηth(t)分別為接收機的期望信號和熱噪聲。

1.2 接收機的自干擾

數(shù)字信號r(t)經(jīng)過LNA放大后,同樣使用Hammerstein模型對LNA非線性響應(yīng)進(jìn)行建模,本文只考慮接收機硬件對期望信號和噪聲的線性運算,則LNA的輸出信號為

(7)

其中,

c(t)=βLNA,1(d(t)+ηth(t))+ηLNA(t)

(8)

其中,ηLNA(t)為LNA的噪聲,q為非線性階數(shù),βLNA,1和βLNA,q分別為LNA的線性增益和相應(yīng)的第q階非線性失真增益。由于偶數(shù)階RF的LNA非線性可產(chǎn)生遠(yuǎn)離LPF的頻率分量,因此,本文只考慮奇數(shù)階失真。

數(shù)字信號rLNA(t)經(jīng)過IQ混頻器后,接收機的IQ混頻器將RF信號下變頻為基帶頻率,并使用LPF濾除高頻項。IQ混頻器會產(chǎn)生隨機相位噪聲θRx(t),在單天線全雙工系統(tǒng)中,發(fā)射機和接收機共享相同的振蕩器,從而產(chǎn)生共同的相位噪聲過程θ(t),則RF信號的下變頻為

rIQ(t)=sIQ(t)+c(t)

(9)

其中,sIQ(t)為IQ混頻器輸出的非線性噪聲增益。考慮到IQ不平衡的影響,接收機的IQ混頻器也會產(chǎn)生非線性分量信號,IQ混頻器輸出信號可以改寫為

(10)

其中,γRx和λRx分別為線性增益和非線性增益,ηIQ(t)為IQ混頻器的噪聲。

由于VGA和ADC也會給BB信號引入非線性和數(shù)字轉(zhuǎn)換偏移,因此,在考慮二階非線性的基礎(chǔ)上,復(fù)BB信號可以寫為

(11)

其中,m為非線性的階數(shù),βBB,r和ηBB(t)分別為第m階基帶增益和BB分量噪聲。

在接收機鏈路的末端,ADC將模擬BB信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字域信號?？紤]到ADC產(chǎn)生的量化噪聲nq[n],則ADC輸出端的數(shù)字信號表示為

(12)

其中,ηT[n]為接收機的總噪聲,包括熱噪聲、接收機噪聲系數(shù)和量化噪聲。

2 自干擾信號的數(shù)字消除

為了對ADC輸出端的數(shù)字信號y[n]進(jìn)行估計,提出適用于接收機鏈路RF和BB非線性的自干擾數(shù)字消除方法,并結(jié)合正交化方法確保估計精度。

Y=Ψw+d+η

(13)

其中,

(14)

其中,Ψ為設(shè)計矩陣,w為參數(shù)向量。

本文的目標(biāo)是估計參數(shù)w,然后用于重構(gòu)和消除檢測器輸入端的自干擾信號。因此,誤差向量定義為

(15)

(16)

(17)

令μ=Rw,則式(17)的最小化問題可以進(jìn)行改寫并找到最小二乘解為

(18)

3 性能分析

3.1 模擬參數(shù)

利用圖1中建立的單天線全雙工收發(fā)機模型來進(jìn)行波形模擬,模擬器采用MATLAB的基帶等效模型構(gòu)建基于20 MHz正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)的波形模擬,在模擬IEEE802.11系統(tǒng)中,每個OFDM符號有64個子載波。波形和系統(tǒng)的參數(shù),如表1所示。雙全工收發(fā)機系統(tǒng)的各硬件參數(shù),如表2所示。

表1 波形和系統(tǒng)的參數(shù)

表2 全雙工收發(fā)機系統(tǒng)的各硬件參數(shù)

由于循環(huán)器作為直接自干擾分量和多個多徑分量可向接收機提供更強的泄漏信號,因此,本文將自干擾信道模擬為萊斯(Rician)衰落信道,并使用無線局域網(wǎng)(WLAN)數(shù)據(jù)包格式進(jìn)行通信傳輸,其中每個數(shù)據(jù)包由120個OFDM符號組成。將8%的數(shù)據(jù)包作為訓(xùn)練符號用于估計和消除自干擾,并使用1000次Monte Carlo模擬來計算平均消除性能。本文將循環(huán)器的隔離度設(shè)置為15 dB,用于隔離可變RF消除值以此顯示其對數(shù)字消除的影響。

3.2 自干擾消除性能和SINR分析

為了驗證本文所提出的自干擾數(shù)字消除方法對單天線雙全工通信系統(tǒng)的有效性,將本文方法與廣泛線性消除方法[7]、非線性消除方法[8]和級聯(lián)非線性消除方法[9]對單天線雙全工通信系統(tǒng)的自干擾消除性能進(jìn)行比較。

對于不同的RF消除值,將本文提出的數(shù)字消除方法與其他方法進(jìn)行自干擾消除性能比較。在不同RF消除值和總發(fā)射功率為25 dBm條件下,采用不同數(shù)字消除方法后的剩余自干擾功率比較,如圖2所示。

圖2 不同數(shù)字消除方法后的剩余自干擾功率比較

在圖2中,廣泛線性消除方法有20～45 dB的剩余自干擾功率,雖然非線性消除方法和級聯(lián)非線性消除方法可以大幅提高性能,但在RF消除值為50 dB時,剩余自干擾功率仍約為30 dB。本文提出的數(shù)字消除方法具有更好的性能,這是由于有限的RF消除會使接收機輸入端的自干擾信號功率更高,從而導(dǎo)致接收機鏈路中的硬件產(chǎn)生更強的非線性效應(yīng),并且本文方法中包含了接收機鏈路的二階和三階非線性,而其他方法只考慮了發(fā)射機的PA非線性,忽略了接收機鏈路的非線性失真。

在RF消除值為60 dB的條件下,對于不同的總發(fā)射功率,采用不同數(shù)字消除方法的信號與干擾噪聲比(SINR)比較,結(jié)果如圖3所示。

圖3 不同數(shù)字消除方法后的SINR比較

在圖3中,在計算SINR的過程中,由于循環(huán)器的隔離度為15 dB,因此,信號自然存在15 dB的SINR。非線性消除方法和廣泛線性消除方法分別將自干擾抑制到10～15 dBm的發(fā)射功率。雖然級聯(lián)非線性消除方法在較高發(fā)射功率情況下的性能優(yōu)于非線性消除方法和廣泛線性消除方法,但由于存在過度擬合問題,在低發(fā)射功率情況下的估計誤差較大。本文提出的數(shù)字消除方法具有更好的性能,這是由于通過設(shè)計矩陣的正交化來消除過度擬合,從而減少了估計誤差。因此,本文提出的數(shù)字消除方法可對非線性接收機提供可靠且充分的抑制自干擾信號。

4 總結(jié)

由于單天線全雙工系統(tǒng)中的自干擾消除性能受到收發(fā)機鏈路中硬件的限制,本文設(shè)計了具有直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的單天線全雙工收發(fā)機,對發(fā)射機和接收機自干擾特征進(jìn)行了詳細(xì)建模,提出了適用于接收機鏈RF和基帶(BB)非線性的自干擾數(shù)字消除方法。利用QR分解法對設(shè)計矩陣進(jìn)行正交化,從而減少估計誤差和消除誤差。未來的研究將致力于多進(jìn)多出(MIMO)系統(tǒng)的自干擾建模和數(shù)字消除方法。