賀繼齡， 王 輝

（湖南信息學(xué)院電子科學(xué)與工程學(xué)院， 湖南 長沙 410151）

1 引言

挖掘機(jī)因需要不斷改變機(jī)身作業(yè)位置而需使回轉(zhuǎn)電機(jī)頻繁啟停。電機(jī)的這些過程常伴有過量的瞬時(shí)峰值功率需求，易對(duì)系統(tǒng)供能造成沖擊。引入混合動(dòng)力能量管理技術(shù)可更高效、科學(xué)地分配功率流。因此，串聯(lián)式混合動(dòng)力挖掘機(jī)由于其燃油經(jīng)濟(jì)性好、排放少、發(fā)動(dòng)機(jī)不受負(fù)載影響而得到越來越多的重視[1-3]。

串聯(lián)式混合動(dòng)力挖掘機(jī)的回轉(zhuǎn)電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)是在經(jīng)典雙PWM結(jié)構(gòu)中的直流側(cè)加一雙向DC/DC與超級(jí)電容相連。由于電機(jī)的頻繁啟停，如何分配超級(jí)電容的能量來幫助發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組穩(wěn)定運(yùn)行在一高效區(qū)間，減少其能源消耗，是混合動(dòng)力能量管理系統(tǒng)控制策略的一個(gè)重點(diǎn)。文獻(xiàn)[4]～[5]所提出的策略最終將控制對(duì)象放在雙向DC/DC電感電流上，在保證升壓供能的同時(shí)能得到穩(wěn)定的電流[4-5]；文獻(xiàn)[6]則解釋了該策略是：恒流升壓模式相比于恒壓模式，其優(yōu)點(diǎn)在于輸出電流始終處于穩(wěn)定值，電源放電穩(wěn)定。然而實(shí)際中電機(jī)的功率隨轉(zhuǎn)速的升高而升高，單純以指定電流進(jìn)行放電無法動(dòng)態(tài)匹配電機(jī)這一需求的變化，易使超級(jí)電容在電機(jī)功率需求較低時(shí)供能過量而在需求過大時(shí)供能不足。多余或不足的能量需要供能側(cè)來彌補(bǔ)，進(jìn)而導(dǎo)致發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組工作狀態(tài)不穩(wěn)定，母線電容上電流變化率增加，能量利用率降低[6]。文獻(xiàn)[7]在此基礎(chǔ)上提出了基于母線電壓外環(huán)的DC/DC三環(huán)控制結(jié)構(gòu)，且亦適用于電機(jī)啟動(dòng)過程，該設(shè)計(jì)在一定程度上可令雙向DC/DC根據(jù)母線電能情況調(diào)節(jié)輸出電流，間接實(shí)現(xiàn)了負(fù)載功率需求的跟隨[7]，但其供能側(cè)使用的是二極管，不可控整流，與串聯(lián)式挖掘機(jī)中供能側(cè)采用全控整流的結(jié)構(gòu)沖突。

本文針對(duì)電機(jī)啟動(dòng)過程，分析了母線上電流的供求關(guān)系，在雙向DC/DC Boost模式基礎(chǔ)上加入了前饋補(bǔ)償，并對(duì)Boost模式下雙向DC/DC傳函進(jìn)行推導(dǎo)，得出雙向DC/DC輸入、輸出電流的傳函關(guān)系，并給出相應(yīng)的電路實(shí)現(xiàn)依據(jù)，以實(shí)現(xiàn)Boost模式下輸出電流自動(dòng)匹配電機(jī)的需求，從而減少整流側(cè)的補(bǔ)償作用，使發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組能運(yùn)作在一種穩(wěn)定的功率輸出狀態(tài)，同時(shí)亦降低母線電壓波動(dòng)。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了策略的有效性和適用性。

2 混合動(dòng)力挖掘機(jī)回轉(zhuǎn)電機(jī)電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)

2.1 回轉(zhuǎn)系統(tǒng)動(dòng)力總成結(jié)構(gòu)

圖1為回轉(zhuǎn)電機(jī)電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。發(fā)電機(jī)與電動(dòng)機(jī)均為表貼式永磁同步電機(jī)（SPMSG和SPMSM）。PWM整流控制直流側(cè)母線電壓穩(wěn)定，控制算法為磁場定向（Field Oriented Control，F(xiàn)OC） 雙環(huán)控制（id=0）[8]；PWM逆變控制電機(jī)轉(zhuǎn)速為額定轉(zhuǎn)速值，亦采用FOC（id=0） 雙環(huán)控制[9]。雙向DC/DC采用電感電流單環(huán)、獨(dú)立PWM控制：在作Boost升壓時(shí)橋臂上管關(guān)閉，下管獨(dú)立受PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)，電感電流經(jīng)PI控制器控制在指定值[10]，其控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 雙向DC/DC恒流控制結(jié)構(gòu)

2.2 常規(guī)電機(jī)啟動(dòng)策略下雙向DC/DC恒流控制

由于電機(jī)啟動(dòng)常伴有瞬時(shí)峰值功率消耗，常規(guī)的能量管理策略[11]是電機(jī)啟動(dòng)的同時(shí)開啟雙向DC/DC進(jìn)行Boost升壓，超級(jí)電容通過變換器提供電機(jī)所需的瞬時(shí)大功率，以此減少供能側(cè)的消耗。雙向DC/DC采用圖2結(jié)構(gòu)控制其電感電流作恒流放電。

然而，該策略會(huì)使得直流母線上逆變側(cè)輸入電流與DC/DC側(cè)輸出電流不匹配，又由于整流側(cè)的功率輸出由負(fù)載（回轉(zhuǎn)電機(jī)和超級(jí)電容） 決定，單純使超級(jí)電容以大電流放電而不匹配電機(jī)實(shí)際電能需求的變化，會(huì)使得整流側(cè)的功率輸出不穩(wěn)定。下面給出理論分析。

回轉(zhuǎn)電機(jī)啟動(dòng)后，直流母線逆變側(cè)電流計(jì)算公式有：

式中：sa、sb、sc——三相橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，開關(guān)函數(shù)為二值函數(shù)而非狀態(tài)量。對(duì)其進(jìn)行雙傅里葉展開[12]，并在載波信號(hào)頻率遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)頻率時(shí)忽略其高頻成分，得：

式中：M——SVPWM算法中調(diào)制系數(shù)，為逆變器交流側(cè)相電壓幅值與直流母線電壓的比值；ω——調(diào)制信號(hào)（電機(jī)輸出電流） 電角頻率。通常PMSM三相平衡，逆變器正常工作輸出電流為對(duì)稱正弦信號(hào)，如式（3）所示。

式中：φ——輸出電流與電壓的初始相位差，由電機(jī)阻抗決定；Is——輸出電流矢量幅值，滿足公式：

將式（2）、（3）代入式（1），采用開關(guān)周期狀態(tài)平均處理[11]，可得每個(gè)開關(guān)周期逆變側(cè)電流均值Iinv，計(jì)算公式如式（5）所示。

若視id=0控制始終成立，將式（6）代入式（5）可得：

由式（6）可知：電機(jī)轉(zhuǎn)速未達(dá)到給定值之前，iq維持在最大飽和狀態(tài)，Iinv只與M相關(guān)。電機(jī)轉(zhuǎn)速較低時(shí)其內(nèi)部反電動(dòng)勢(shì)較小，定子端電壓（相電壓） 幅值也較小，則M也很小。逆變電路是一降壓過程，M較小意味著可控管的占空比（導(dǎo)通時(shí)間） 小，電壓持續(xù)時(shí)間不長，電樞上的電流均值不大；隨著轉(zhuǎn)速升高，PMSM中反電動(dòng)勢(shì)逐漸增大，M及Iinv也隨之增大。故Iinv在啟動(dòng)過程中是一個(gè)隨轉(zhuǎn)速上升的趨勢(shì)。

同理，連續(xù)模式（CCM） 下雙向DC/DC作Boost升壓，其輸出側(cè)電流在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的均值ILDC[12]，計(jì)算公式如式（7）所示。

式中：d——雙向DC/DC下管開關(guān)函數(shù)占空比；Usc——超級(jí)電容端口電壓。雙向DC/DC控制電感電流使超級(jí)電容作恒流放電，超級(jí)電容端電壓Usc將由初始值下降。由式（7）可知，ILDC是一個(gè)從初始值減少的趨勢(shì)。

事實(shí)上，雙向DC/DC作恒流Boost運(yùn)行時(shí)，其低壓側(cè)電壓Usc越高，電路橋臂下管的占空比d就越小，IGBT截止時(shí)間就越長，電流將經(jīng)上臂反向二極管輸出至直流母線，ILDC就越大。

綜上，直流母線上電流的供求不平衡表現(xiàn)在：回轉(zhuǎn)電機(jī)轉(zhuǎn)速較低時(shí)，逆變側(cè)電流均值Iinv小于雙向DC/DC輸出側(cè)電流均值ILDC，雙向DC/DC輸出盈余的電能只能回饋送入整流側(cè)，通過整流器對(duì)PMSG的四象限運(yùn)行控制使PMSG由發(fā)電狀態(tài)轉(zhuǎn)為電動(dòng)狀態(tài)，消耗此部分電能，而當(dāng)回轉(zhuǎn)電機(jī)轉(zhuǎn)速接近給定值時(shí)，超級(jí)電容由于大電流深度放電而導(dǎo)致端電壓下降，占空比增大，ILDC容易小于此時(shí)的Iinv，導(dǎo)致供能不足。此時(shí)亦只能由整流側(cè)提供不足的電能。

如此，超級(jí)電容和電機(jī)的電能供求關(guān)系存在矛盾，同時(shí)系統(tǒng)還會(huì)因PWM整流的狀態(tài)強(qiáng)制切換而導(dǎo)致發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組的工作狀態(tài)不再穩(wěn)定，母線電壓控制減弱并出現(xiàn)大范圍波動(dòng)。

3 雙向DC/DC電流給定值前饋補(bǔ)償控制策略設(shè)計(jì)

為改善常規(guī)策略中電流不匹配的問題，調(diào)整啟動(dòng)策略，并對(duì)圖2中電流給定值進(jìn)行前饋補(bǔ)償，使超級(jí)電容的放電目標(biāo)能實(shí)時(shí)跟隨電機(jī)側(cè)需求進(jìn)行變化。

要滿足回轉(zhuǎn)電機(jī)啟動(dòng)所需電能，并在此基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組的穩(wěn)定運(yùn)行，回轉(zhuǎn)電機(jī)啟動(dòng)策略調(diào)整為[13]：PWM整流側(cè)先為電機(jī)單獨(dú)供能，在轉(zhuǎn)矩不突變情況下，電機(jī)功率需求會(huì)隨轉(zhuǎn)速升高而升高[14-15]，當(dāng)電機(jī)需求功率達(dá)到某一恒定功率點(diǎn)Pconst（如發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組額定功率） 時(shí)，再開啟雙向DC/DC進(jìn)行升壓。超級(jí)電容提供余下的峰值功率部分，PWM整流側(cè)則在該恒功率點(diǎn)上做穩(wěn)定功率輸出，保持母線電壓受控。

當(dāng)母線電壓穩(wěn)定時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)母線電容兩端的電流均值為0，則直流母線上滿足：Iinv=Irec+ILDC。將直流母線上Iinv-Irec作為外部干擾量而進(jìn)行前饋引入，可得當(dāng)前ILDC理想的變化趨勢(shì)，通過Boost模式下雙向DC/DC輸入輸出關(guān)系可由此得到電感電流iL的理想匹配趨勢(shì)（給定值）。如此，iL不再為恒值不變，而是隨之作相應(yīng)補(bǔ)償變化，雙向DC/DC在下一刻也將按照此規(guī)律作匹配輸出。實(shí)現(xiàn)該功能的結(jié)構(gòu)示意圖如圖3所示。

圖3 電流給定值可變的DC/DC控制結(jié)構(gòu)示意圖

3.1 前饋補(bǔ)償量處理

母線電壓穩(wěn)定時(shí)，雙向DC/DC輸出電流均值與Iinv、Irec關(guān)系為：

根據(jù)所提出控制策略，期望整流側(cè)在雙向DC/DC工作后輸出穩(wěn)定功率。忽略整流器損耗，其兩邊有：

聯(lián)立式（8）、式（9），并對(duì)Irec進(jìn)行限幅，可得雙向DC/DC輸出電流均值的期望變化趨勢(shì)：

穩(wěn)態(tài)時(shí)，ILDC*到iL*的關(guān)系可由CCM下式（7）實(shí)現(xiàn)，但無法保證其動(dòng)態(tài)特性，故還需找到iL與ILDC之間更為詳細(xì)的關(guān)系。

3.2 Boost下雙向DC/DC輸入輸出電流對(duì)應(yīng)關(guān)系

雙向DC/DC處于獨(dú)立PWM控制、CCM下Boost模式，其上管關(guān)斷，下管有效。該系統(tǒng)表現(xiàn)為非線性，需采用小信號(hào)模型對(duì)其線性化處理。采用受控電壓源，受控電流源和理想變壓器等效，建立變換器在Boost下信號(hào)交流等效電路；對(duì)變換器輸入電流iL（t）、電壓Usc（t）和輸出電壓Udc（t）進(jìn)行開關(guān)周期平均，得到變換器小信號(hào)等效模型[12，16]，如圖4所示。

圖4 Boost模式下雙向DC/DC小信號(hào)模型

圖4中，電感電流、母線電容電壓iL（t）、Udc（t）的穩(wěn)態(tài)值分別為IL、Udc；D＇=1-D=Usc/Udc，D為電路穩(wěn)態(tài)占空比，Cdc為母線電容，R為等效負(fù)載電阻。

采用擾動(dòng)法解該小信號(hào)模型。在變換器工作于某一穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)時(shí)，對(duì)電感電流＜iL（t）＞和占空比＜d（t）＞在直流點(diǎn)附近加入小信號(hào)擾動(dòng)：假設(shè)輸入穩(wěn)定，令＜Usc（t）＞=0，對(duì)圖4左邊回路進(jìn)行電壓計(jì)算，右邊回路進(jìn)行電流計(jì)算，得到擾動(dòng)后關(guān)于電感電流的狀態(tài)方程有：

取式（11）拉式變換，并提出目標(biāo)項(xiàng)，得到雙向DC/DC在Boost下占空比到電感電流的傳函：

式（12）分子項(xiàng)1對(duì)ILD＇而言影響較小，可將其簡化，后由圖4電路采用基爾霍夫電流法可得到變換器輸入、輸出電流關(guān)系，將其取拉式變換，則：

聯(lián)立式（12）、（13）可得：

式（14）形式復(fù)雜，不利于實(shí)際電路實(shí)現(xiàn)。將式（14）進(jìn)行多項(xiàng)式分解和展開，可得：

式（15）提供了實(shí)現(xiàn)該對(duì)應(yīng)關(guān)系的理論依據(jù)。式中G（s）前部分可看作一個(gè)帶反相器，比例系數(shù)為1，積分系數(shù)k1為ILD＇/L的PI控制器，如圖5a所示；后部分可以看作一階系統(tǒng)，其時(shí)間常數(shù)為Cdc、IL，反饋通路是系數(shù)k2為IL/R-D＇的比例環(huán)節(jié)，如圖5b所示。兩者均可進(jìn)行數(shù)字化實(shí)現(xiàn)：前者可進(jìn)行數(shù)字化設(shè)計(jì)[16]，后者在進(jìn)行反拉氏變換后，可對(duì)出現(xiàn)的微分項(xiàng)進(jìn)行前向歐拉處理。

圖5 iL與ILDC推導(dǎo)關(guān)系的實(shí)現(xiàn)

最后需驗(yàn)證所求得關(guān)系是否滿足雙向DC/DC在Boost模式下CCM模式，以滿足前文分析基礎(chǔ)。將式（13）做變換，得到：

將其帶入式（12），可得到系統(tǒng)“控制-輸出”的傳函：

傳函的分子為二次函數(shù)，其開口向下，與虛軸存在正值交點(diǎn)，因此傳函必將存在一個(gè)RHP零點(diǎn)，而RHP零點(diǎn)的出現(xiàn)則表征系統(tǒng)處于CCM下?？梢源致苑治?，該零點(diǎn)的位置與分子對(duì)稱軸有關(guān)：

即D＇R-IL，以R為變量：當(dāng)雙向DC/DC負(fù)載越大，對(duì)稱軸沿實(shí)軸方向數(shù)值變大。由于該零點(diǎn)不易補(bǔ)償，故RHP零點(diǎn)在右半平面且距原點(diǎn)越遠(yuǎn)，所能設(shè)置的帶寬就越寬；相反，當(dāng)系統(tǒng)處于輕載狀態(tài)，RHP零點(diǎn)離原點(diǎn)越近，CCM下允許設(shè)計(jì)的帶寬就越低，系統(tǒng)越易在CCM和DCM之間振蕩。

能看到所推導(dǎo)的“控制-輸出”傳函中存在RHP零點(diǎn)，系統(tǒng)處于CCM，支持前文分析。

系統(tǒng)總控制結(jié)構(gòu)如圖6所示。圖中條件限幅用于判斷發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組功率是否達(dá)到期望的恒功率工作點(diǎn)。Gpwm（s）為PWM調(diào)制器傳函，根據(jù)文獻(xiàn)[12]，可等效為比例環(huán)節(jié)，VM為PWM載波幅值：

圖6 雙向DC/DC電流給定值前饋補(bǔ)償控制

H1（s）、H2（s）為電流采樣的等效傳函，在數(shù)字AD采樣中可用一慣性環(huán)節(jié)表征[17]，Tf可等效為電流均值的采樣周期。

3.3 控制參數(shù)整定與穩(wěn)定性分析

按照?qǐng)D6結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)iL控制，還需對(duì)PI參數(shù)進(jìn)行整定。聯(lián)立式（12）、式（19）和式（20），以及PI控制器傳函：GP（Is）=kp+ki/s，得出系統(tǒng)的開環(huán)傳函：

電感與電容之積數(shù)量級(jí)很小，忽略小二次項(xiàng)系數(shù)，得：

其中，τ=kp/ki。采用工業(yè)控制中零點(diǎn)對(duì)消被控對(duì)象大時(shí)間常數(shù)極點(diǎn)[17]，令τ=L/RD＇2，得到：

其中，K1=L/ILD＇，K2=kpIL/VMLD＇。其閉環(huán)傳函為帶一個(gè)閉環(huán)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)：

根據(jù)二階系統(tǒng)最優(yōu)設(shè)計(jì)指標(biāo)，取ξ=0.707，可得出PI的整定參數(shù)：

由于數(shù)字采樣周期決定前饋量的精度，需考慮采樣周期（頻率） 對(duì)設(shè)計(jì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響。在Tf1=3e-4時(shí)，帶前饋補(bǔ)償?shù)碾p向DC/DC電流控制結(jié)構(gòu)幅頻特性如圖7所示。

圖7 雙向DC/DC控制系統(tǒng)波特圖 （Tf1=3e-4）

截止頻率處的相角為-143°，相角裕度37°。工程中要求相位裕量在30°～60°，系統(tǒng)相對(duì)穩(wěn)定性較好[18]。

當(dāng)采樣頻率減?。═f1變大），前向通道中的時(shí)間常數(shù)變大，系統(tǒng)滯后性開始體現(xiàn)，在大時(shí)間常數(shù)作用下二階系統(tǒng)響應(yīng)減弱，其閉環(huán)特征根從左半平面向縱坐標(biāo)軸靠近。在Tf1=3e-1的時(shí)候，系統(tǒng)頻率特性如圖8所示。

圖8 雙向DC/DC控制系統(tǒng)波特圖 （Tf1=3e-1）

此時(shí)相角為-171°，相角裕度很小，穩(wěn)定性變差，系統(tǒng)將處于臨界阻尼狀態(tài)。實(shí)際上Tf1越小，采樣時(shí)滯性越低，iL和ILDC的關(guān)系越符合式（14），系統(tǒng)穩(wěn)定性越好。其物理意義為：直流側(cè)電流采樣頻率越高，所獲得的電流均值越趨于準(zhǔn)確，反饋的數(shù)值也就越具有實(shí)時(shí)性；反之?dāng)?shù)據(jù)誤差就越大，系統(tǒng)的擾動(dòng)也就越大。

4 仿真分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真結(jié)果

在Matlab/Simulink環(huán)境下分別對(duì)采用雙向DC/DC恒流控制策略和采用電流給定值前饋補(bǔ)償控制策略時(shí)，電機(jī)的啟動(dòng)過程進(jìn)行仿真。仿真模型與圖1結(jié)構(gòu)一致，仿真模型參數(shù)如表1所示。

表1 仿真模型參數(shù)

仿真中，逆變器開關(guān)周期和采樣周期均為0.3ms，DC/DC電流環(huán)PI經(jīng)參數(shù)整定計(jì)算、調(diào)試后設(shè)為kp=8，ki=370。整流控制器控制母線電壓為575V，0.05s電機(jī)開始帶載（100N·m）啟動(dòng)。

圖9為電機(jī)轉(zhuǎn)速和雙向DC/DC電感電流對(duì)比圖。在常規(guī)控制下，DC/DC電感電流給定值（設(shè)為70） 不變，iL在電機(jī)啟動(dòng)全程也基本不變；采用前饋補(bǔ)償后，回轉(zhuǎn)電機(jī)功率需求低于恒功率點(diǎn)，能量完全由供能側(cè)提供，DC/DC未進(jìn)入Boost，電感電流為0。在0.054s左右發(fā)動(dòng)-發(fā)電機(jī)組持續(xù)供能達(dá)到恒功率點(diǎn)，DC/DC升壓。此時(shí)ILDC*根據(jù)母線上電流需求計(jì)算得到，經(jīng)ILDC和iL關(guān)系轉(zhuǎn)換，得到也符合這一規(guī)律的iL*，iL作動(dòng)態(tài)匹配變化，直至0.07s啟動(dòng)完畢，DC/DC結(jié)束Boost工作。

圖9 電機(jī)轉(zhuǎn)速和雙向DC/DC電感電流對(duì)比圖

同樣，DC/DC輸出電流均值也會(huì)存在差異。常規(guī)策略下和給定值前饋補(bǔ)償下，直流母線各電流均值情況比較如圖10所示。圖10a為常規(guī)策略控制，如前文推導(dǎo)，一開始ILDC較大且緩慢下降，而Iinv較小且快速上升，兩者的差距使Irec不得不反向補(bǔ)償。圖10b是前饋補(bǔ)償后，母線上各電流均值變化。在0.05～0.054s這段時(shí)間內(nèi)，DC/DC沒有工作，其輸出電流均值為0，Irec跟隨Iinv變化；0.054s后DC/DC工作，在給定值補(bǔ)償下，ILDC基本可保持與Iinv一致的變化趨勢(shì)，Irec在此作用下基本保持不變，表明發(fā)電機(jī)進(jìn)入恒功率點(diǎn)。圖中電流曲線不完全呈線性變化，一是因?yàn)槟妇€電壓并非完全不變，不會(huì)出現(xiàn)文中期望的的理想情況，二是因?yàn)槭剑?2）作為控制律終究是一個(gè)近似表達(dá)，電流的開關(guān)周期均值的計(jì)算終究存在一定的誤差。

圖10 直流側(cè)電流均值變化

進(jìn)一步，根據(jù)前文分析，電流的匹配情況將影響母線電壓的波動(dòng)。圖11則反映了母線電壓在兩種控制策略下的變化?？煽吹皆谶M(jìn)行前饋補(bǔ)償后，母線電壓基本可保持穩(wěn)定，僅有的兩處波動(dòng)分別在電機(jī)啟動(dòng)瞬間（0.05s） 和轉(zhuǎn)速達(dá)到2000r/min時(shí)（0.07s）。當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到給定值后，轉(zhuǎn)速外環(huán)積分超調(diào)而退飽和，iq迅速跌落，這一過程對(duì)系統(tǒng)存在一個(gè)瞬時(shí)的階躍干擾，屬正常情況。而常規(guī)控制下則波動(dòng)明顯，波動(dòng)劇烈的地方恰是圖10a中Irec正負(fù)交替的調(diào)整階段。

圖11 母線電壓波動(dòng)情況對(duì)比

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為進(jìn)一步驗(yàn)證理論效果，采用圖12所示的實(shí)驗(yàn)硬件平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。圖12a為10kW數(shù)控伺服系統(tǒng)，圖12b為5kW雙向DC/DC控制系統(tǒng)和6F.160V超級(jí)電容；為模擬發(fā)動(dòng)機(jī)對(duì)發(fā)電機(jī)的拖動(dòng)，采用異步電機(jī)進(jìn)行開環(huán)調(diào)速來拖動(dòng)發(fā)電機(jī)，控制器統(tǒng)一采用TI公司的TMS320F28335。

圖12 混合動(dòng)力系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

圖13為采用前饋補(bǔ)償控制策略下電機(jī)轉(zhuǎn)速，雙向DC/DC電感電流波形，圖14為母線電壓實(shí)驗(yàn)波形。限于條件PMSM的工作轉(zhuǎn)速設(shè)為150r/min，母線電壓設(shè)為45V，超級(jí)電容初始電壓32V。應(yīng)工程要求：電機(jī)啟動(dòng)時(shí)間調(diào)為10s，Pconst設(shè)為電機(jī)啟動(dòng)功率（啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩下） 最大值的5%。

圖13 電感電流實(shí)驗(yàn)波形變化

圖14 母線電壓實(shí)驗(yàn)波形變化

圖13所示電感電流波形顯示了前饋補(bǔ)償控制策略下電感電流的改變效果，在發(fā)電機(jī)達(dá)到恒定功率點(diǎn)（圖中43s左右） 后雙向DC/DC開始工作，且電流進(jìn)行匹配變化，但對(duì)轉(zhuǎn)速正常提升無影響。當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到給定轉(zhuǎn)速后電路關(guān)閉，由于電感續(xù)流，電流緩慢減少。電流存在振蕩的可能原因是電流給定值在不斷變化，PI參數(shù)的整定并未將系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能調(diào)整到最佳，這對(duì)電感電流的續(xù)流存在影響。

電機(jī)啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩大約為55N·m，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為10N·m，50s時(shí)超級(jí)電容端電壓為30V，經(jīng)能量守恒計(jì)算，超級(jí)電容最高放電電流應(yīng)為30A，實(shí)際波形中考慮電路損耗，最大電流大概在27A左右。

圖14則表現(xiàn)了該控制策略完成了直流側(cè)各電流的匹配，從而使母線電容的負(fù)荷減小，母線電壓的波動(dòng)變化保持在安全范圍內(nèi)。母線電壓在電機(jī)啟動(dòng)瞬間有正常的下跌，但在此基礎(chǔ)上隨后的變化情況波動(dòng)很小，基本可視作沒有變化。

5 結(jié)論

本文針對(duì)混合動(dòng)力挖掘機(jī)回轉(zhuǎn)電機(jī)啟動(dòng)時(shí)DC/DC Boost模式，分析了傳統(tǒng)控制下電流不匹配問題，提出電流給定值前饋補(bǔ)償?shù)目刂撇呗?，并推?dǎo)了新策略下DC/DC輸入輸出電流關(guān)系，基于此給出了實(shí)現(xiàn)該方法的控制參數(shù)整定過程。新控制結(jié)構(gòu)下系統(tǒng)具有如下特點(diǎn)。

1） 雙向DC/DC在升壓模式下，電流放電形式從“最大恒定不變”改為“匹配電機(jī)側(cè)電流需求可變”。能量管理系統(tǒng)中能量的分配不再單純依靠人為經(jīng)驗(yàn)所設(shè)定的靜態(tài)工況來進(jìn)行，有了動(dòng)態(tài)的自適應(yīng)匹配性。

2） 新策略下DC/DC兩端電流關(guān)系表達(dá)式中包含了靜、動(dòng)態(tài)特性，具有更強(qiáng)的適應(yīng)性。同時(shí)將母線電流差值通過前饋通道引入作為電感電流給定值，能快速在干擾誤差產(chǎn)生時(shí)就得到控制律，實(shí)現(xiàn)相應(yīng)目標(biāo)。

3） 引入前饋補(bǔ)償后，超級(jí)電容輸出電流能一直與逆變直流側(cè)電流保持穩(wěn)定的差值，整流側(cè)以該差值進(jìn)行穩(wěn)定電流輸出，供能側(cè)也能穩(wěn)定工作在恒功率狀態(tài)，補(bǔ)償作用降低；同時(shí)母線電容的電流變化率也減小，母線電壓波動(dòng)平緩。

此外，本文針對(duì)回轉(zhuǎn)電機(jī)和超級(jí)電容電流不匹配的分析亦可適用于混合動(dòng)力系統(tǒng)中制動(dòng)能量回收過程，可供制動(dòng)能量回收策略設(shè)計(jì)參考。