王傳宇, 孟祥冬,2, 閆傳榮, 倪云龍, 丁濤杰, 魏敬和

(1.中國電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所, 江蘇 無錫 214035; 2.東南大學(xué) 儀器科學(xué)與工程學(xué)院, 江蘇 南京 210096)

引言

電液比例閥集成了數(shù)字控制與液壓控制技術(shù),通過外部控制器輸入控制信號到閥芯電磁鐵,產(chǎn)生電磁力驅(qū)動閥芯動作,實現(xiàn)對流量和壓力的比例控制。電液比例閥應(yīng)用廣泛,其優(yōu)點表現(xiàn)為: 滿足工程使用過程中動力輸出與自動化需求;具有比例調(diào)節(jié)功能,可實現(xiàn)對液壓設(shè)備的精準(zhǔn)驅(qū)動;采用負(fù)載敏感技術(shù),提高工作可靠性,同時降低能耗[1]。先導(dǎo)式電液比例閥作為電液比例閥的一種,其特點由高速開關(guān)閥組成的液壓閥橋作為先導(dǎo)級,配合能輸出較大功率的主閥級,流量可達(dá)500 L/min[2-3],能效優(yōu)勢明顯。因此被廣泛應(yīng)用于工程機(jī)械、特種設(shè)備等領(lǐng)域的液壓控制系統(tǒng)中。

電液比例閥控制器是電液比例閥系統(tǒng)的關(guān)鍵組成,能夠利用小功率電信號實現(xiàn)對大負(fù)載機(jī)械傳動控制?？刂破餍阅艿膬?yōu)劣直接決定了比例閥的控制精度及被控設(shè)備的穩(wěn)定性。對此國內(nèi)外一些科研機(jī)構(gòu)及廠商針對高性能產(chǎn)品已展開多方面研究。國外學(xué)術(shù)界側(cè)重于研究針對不同場景應(yīng)用的控制理論方法[4-6]。國外產(chǎn)業(yè)界著力研制高度集成化產(chǎn)品,并推出了許多不同類型的系列化控制器,比如芬蘭EPEC公司設(shè)計生產(chǎn)的Epec2038型控制器[7]、美國Sauer-DanFoss公司研發(fā)的MC024型控制器[8]等。MC024作為代表產(chǎn)品,內(nèi)部集成了16位數(shù)字信號處理器,具備A/D采樣、多路信號輸入輸出端口和CAN2.0B通訊等功能。

國內(nèi)對于比例閥控制器研究的大部分工作側(cè)重于驅(qū)動技術(shù)[9-16]。文獻(xiàn)[9]針對貴州紅林機(jī)械廠的二位二通常閉型高速開關(guān)閥,設(shè)計了低端MOSFET管控制的高、低電壓驅(qū)動電路。鐘麒等[10]提出了基于電流反饋的高速開關(guān)閥電壓控制策略,建立模型進(jìn)行仿真驗證,結(jié)果表明所用策略能將最大可控頻率提高146.7%,可控占空比范圍擴(kuò)大54.0%。李勇等[11]提出一種雙電壓合成信號脈寬調(diào)制高速電磁鐵驅(qū)動電路,該電路在改善電磁閥動態(tài)特性的同時,降低了其驅(qū)動功耗,穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下功耗僅為0.3 W。在產(chǎn)品方面,國內(nèi)也取得了一些進(jìn)展[17-21]。段晶[18]設(shè)計了一款基于ARM處理器的高速開關(guān)閥控制器,集成了A/D采集、CAN通信和PWM(Pulse Width Modulation,PWM)信號輸出等功能。董建麟[21]利用STM32F407ZGT6作為核心處理器設(shè)計嵌入式電磁先導(dǎo)閥控制器,可實現(xiàn)多路開關(guān)信號和PWM波信號輸出,同時利用NI6251采集板卡收集電流傳感器采集的數(shù)據(jù),從而監(jiān)測閥體的運(yùn)動狀態(tài)。

總結(jié)國內(nèi)研究電液比例閥控制器的現(xiàn)狀:所設(shè)計的電液比例閥控制器,關(guān)鍵核心器件均非國內(nèi)自研,無法滿足某些行業(yè)對產(chǎn)品自主可控的要求,存在“卡脖子”的技術(shù)問題;已有型號比例閥控制器功能單一,定制化特征明顯,難以應(yīng)對復(fù)雜工況,無法滿足多類型負(fù)載的應(yīng)用需求。

本研究針對先導(dǎo)式電液比例閥控制器自研程度低、性能不高、功能單一等問題,開展高精度比例閥控制器自主設(shè)計研究。控制器電路以國內(nèi)某款DSP(Digital Signal Processor,DSP)數(shù)字信號處理器為平臺,選用自研元器件,采用PWM驅(qū)動方式?？刂破鲗斎腚妷悍挡▌硬幻舾?能夠耐受寬范圍電源電壓輸入,具有精度高、控制頻率范圍寬等特點。同時該控制器可復(fù)用為功率輸出功能。本研究試驗部分以國外廠家生產(chǎn)的PV25型先導(dǎo)式電液比例閥為負(fù)載進(jìn)行測試研究,結(jié)果表明輸出信號工作最大在10 kHz頻率下,所設(shè)計電路的控制誤差保持在0.3%以內(nèi)。切換到功率輸出模式時,該控制器可以長時間可靠工作,并實現(xiàn)大功率帶載達(dá)到32 V/2.5 A。

本研究首先介紹控制器設(shè)計方案,基于推挽電路結(jié)構(gòu),利用分立元器件實現(xiàn)高精度PWM信號輸出;創(chuàng)造性地提出“電壓抬升”方案,解決寬電壓輸入帶來的上端PMOS管安全導(dǎo)通的難題。然后分模塊介紹所設(shè)計控制器中的各部分電路原理并提供核心器件選型依據(jù)。為探究控制器性能,設(shè)計了帶實際負(fù)載的試驗并對結(jié)果進(jìn)行分析。最后得出結(jié)論,本研究自主設(shè)計的電液比例閥控制器具備高精度PWM輸出及大功率輸出等功能,能夠滿足高要求的性能指標(biāo)。

1 控制器方案設(shè)計

比例閥控制器的電路設(shè)計方案如圖1所示,由電源、電壓抬升電路、DSP最小系統(tǒng)、隔離保護(hù)電路、死區(qū)保護(hù)電路、使能電路、推挽輸出電路及RS422通訊電路等組成?？刂破饔赏饨?8～32 V直流電源供電,經(jīng)內(nèi)部板載DC/DC電源及LDO電源轉(zhuǎn)換后,為板級電路供電。所用DSP為國內(nèi)自研型號,其主頻最高為150 MHz,具有2路CAN、1路SPI接口、18路PWM輸出以及豐富的I/O口資源。

圖1 控制器方案框圖Fig.1 Controller block diagram

正常工作時,控制器通過RS422總線接收指令。根據(jù)解析到的指令內(nèi)容,由DSP產(chǎn)生特定占空比的PWM信號,經(jīng)過末端推挽電路調(diào)制,實現(xiàn)對于電液比例閥的高精度驅(qū)動。設(shè)置DSP端口模態(tài), 輸出恒高電平信號,實現(xiàn)推挽電路復(fù)用為功率輸出電路,可用于帶大功率負(fù)載。

1.1 核心電路方案

電液比例閥控制器設(shè)計的關(guān)鍵點在于核心驅(qū)動器件的解決方案。對比于國外廠家推出的成熟器件(以英飛凌柵極驅(qū)動器為例),該器件具備高速PWM輸出和恒高壓輸出兩種模式可選,既可以用于電液比例閥控制又能復(fù)用為功率輸出。本研究在設(shè)計電路之前,調(diào)研了國內(nèi)主流柵極驅(qū)動器廠家的產(chǎn)品,沒有發(fā)現(xiàn)具備相應(yīng)功能的自研器件;有的器件也是僅僅能夠?qū)崿F(xiàn)PWM或功率輸出的某個單一功能,而且性能指標(biāo)相對較低。因此,電液比例閥自研控制器電路設(shè)計是本研究的核心問題。

本研究基于最基本的電路原理,設(shè)計分立器件電路,實現(xiàn)驅(qū)動電路多個功能,并達(dá)到較高性能。在方案設(shè)計中,輸出端使用基于PMOS管和NMOS管的半橋推挽電路結(jié)構(gòu),如圖2所示。上端PMOS管的源極連接電源電壓,下端NMOS管的源極連接電源地;二者漏極連接到一起作為輸出端,柵極分別引出用于接收控制信號。由于MOS管具備開關(guān)速度快、工作頻率高、導(dǎo)通電阻小等優(yōu)點,使得所設(shè)計電路能夠?qū)崿F(xiàn)高精度PWM輸出的功能;通過控制上端PMOS管的持續(xù)導(dǎo)通,還可以復(fù)用為大功率高可靠帶負(fù)載電路。

圖2 半橋推挽電路示意圖Fig.2 Schematic diagram of half-bridge push-pull circuit

對于圖2所示電路工作原理,做以下分析。其中MOS管導(dǎo)通與關(guān)斷的工作特性如下:

(1)

其中,VGS為MOS管柵極(GATE)-源極(SOURE)電壓差值,VTH為器件固有的導(dǎo)通閾值電壓。當(dāng)圖2中MOS管柵極驅(qū)動PWM信號的高電平是電源電壓并且低電平是電源地時,式(1)可近一步推導(dǎo)為:

(2)

因此,依據(jù)式(2)可得出半橋推挽電路的輸入輸出邏輯關(guān)系如表1所示。

表1 半橋推挽電路真值表Tab.1 Truth table of half-bridge push-pull circuit

本節(jié)針對先導(dǎo)式電液比例閥控制器提出了設(shè)計方案,但是上述的基本電路方案存在PNMOS管開關(guān)時序不可控問題,并且該電路無法耐受寬電壓供電。接下來,將設(shè)計死區(qū)保護(hù)電路、電壓抬升電路來解決上述電路的不足。

1.2 死區(qū)保護(hù)電路設(shè)計

PNMOS管開關(guān)時序不可控帶來的問題具體表現(xiàn)為:半橋推挽電路中上下端MOS管極有可能同時導(dǎo)通,導(dǎo)致電源對地短路,進(jìn)而燒毀器件,因此隱患極大。為解決這個問題,在推挽電路前級設(shè)置死區(qū)保護(hù)電路,通過可控的時間延時,調(diào)整上下端MOS管柵極電壓到達(dá)導(dǎo)通閾值電壓的先后順序;能夠在任意電平翻轉(zhuǎn)時刻,保證上下端MOS管均處于“快關(guān)慢開”狀態(tài),有效避免上述“同時導(dǎo)通”的現(xiàn)象。此電路設(shè)計原理如圖3所示。

圖3 死區(qū)保護(hù)電路Fig.3 Dead zone protection circuit

圖中死區(qū)保護(hù)電路分別由無源器件D1、R1、C1和D2、R2、C2組成。其中二極管用于選擇電壓導(dǎo)通路徑,電阻、電容組合構(gòu)成RC延時電路。上端電路中二極管D1的陽極與驅(qū)動信號連接,陰極與PMOS管柵極連接;在控制信號處于下降沿時,死區(qū)保護(hù)電路1工作。下端電路中二極管D2的陰極與對應(yīng)驅(qū)動信號連接,陽極與NMOS管柵極連接;當(dāng)控制信號上升沿時,死區(qū)保護(hù)電路2工作?？刂菩盘柦?jīng)死區(qū)保護(hù)電路1和2后形成的波形如圖4所示。為了便于清晰講述,圖中僅對單個周期信號狀態(tài)進(jìn)行展示。其中GP1代表PMOS管柵極控制信號,GN1代表NMOS管柵極控制信號,VOUT代表推挽電路的輸出信號。上述三種信號的監(jiān)測點,可以對應(yīng)到圖3中所示。

圖4 死區(qū)保護(hù)電路輸出波形Fig.4 Output waveform of dead zone protection circuit

結(jié)合圖3和圖4分析,死區(qū)保護(hù)電路具體工作邏輯如下:當(dāng)GP1信號處于下降沿時,R1和C1構(gòu)成對應(yīng)于PMOS管的RC延時電路1工作,并經(jīng)過t1時間延遲后,GP1電壓繼續(xù)下降直至米勒平臺,此時PMOS管導(dǎo)通。同樣的原理,在GN1信號處于上升沿時,R2和C2構(gòu)成對應(yīng)NMOS管的延時電路2工作,同樣經(jīng)過t2延時后,GN1電壓上升直至米勒平臺,此時NMOS管導(dǎo)通。對于兩個RC死區(qū)保護(hù)電路,其延時時間計算公式均可表示為:

(3)

其中,R、C為死區(qū)保護(hù)電路中電阻電容的值,V0為電容充電后或放電后到達(dá)的電壓值,VS為電容兩端的電壓值。

上述電路能夠?qū)崿F(xiàn)“快關(guān)慢開”并保障電路可靠工作的機(jī)理具體如下:在控制信號下降沿,GN1迅速變換為低電平,NMOS管關(guān)斷,經(jīng)t1延時,PMOS管導(dǎo)通,輸出信號由低電平轉(zhuǎn)換為高電平。在控制信號上升沿,GP1迅速變換為高電平,PMOS管關(guān)斷,經(jīng)t2延時,NMOS管導(dǎo)通,輸出信號由高電平轉(zhuǎn)換為低電平。該部分死區(qū)保護(hù)電路,在任一電平翻轉(zhuǎn)時刻可使上下端MOS管均處于“快關(guān)慢開”狀態(tài),避免上下MOS管同時導(dǎo)通,有效保護(hù)電路。在具體電路中,可以通過調(diào)整該部分電路的電阻值、電容值,實現(xiàn)對延時時間的微調(diào),進(jìn)而調(diào)整PWM波信號輸出。

1.3 寬電壓輸入設(shè)計

比例閥控制器常規(guī)額定輸入電壓為24 V,但實際適用場景中,電壓會在較大范圍內(nèi)(18～32 V)波動。針對這種輸入電壓過大的情況,對于圖2電路并結(jié)合式(2)量化分析,可知:當(dāng)PMOS管導(dǎo)通時,柵極-源極電壓|VGS|=32 V,遠(yuǎn)超常規(guī)MOS管額定的柵極-源極電壓(常規(guī)值為±20 V),這極易導(dǎo)致器件因承受過大電壓而擊穿損壞。

為了提高所設(shè)計控制器的可靠性,需要盡可能拓寬其電源輸入電壓適用范圍,即使得控制器具備寬電壓輸入能力。這里采用“電壓抬升”的設(shè)計方案,具體原理如圖5所示。本研究提出“浮動地”思路,在電源電壓和大地之間設(shè)置穩(wěn)壓二極管,將穩(wěn)壓管的陽極作為PMOS管柵極控制信號的參考地,該參考地會隨電源電壓的波動而產(chǎn)生動態(tài)變化,保持一個浮動狀態(tài),從而使PMOS管的柵極-源極電壓穩(wěn)定,有效避免了過壓燒毀的風(fēng)險。在具體電路中,實際選取穩(wěn)壓管時,其穩(wěn)壓值應(yīng)大于MOS管導(dǎo)通的閾值電壓,同時還要小于柵極-源極電壓,才能使電壓抬升電路可靠工作。

圖5 電壓抬升方案示意圖Fig.5 Schematic diagram of voltage rise scheme

1.4 光耦電路設(shè)計

為了避免各個電路之間和外部工作環(huán)境帶來的干擾,這里采用光耦隔離方案。光耦具備可靠的隔離保護(hù)特性,廣泛應(yīng)用于各類高可靠電路中。光耦電路的通用設(shè)計如圖6所示。信號經(jīng)限流電阻RF流入光耦陽極,通過陰極流出到輸入信號地。信號輸出端通過下拉電阻RL連接輸出電源地,閑置狀態(tài)下輸出信號為低電平。與圖6電路對應(yīng)的輸入輸出邏輯關(guān)系如表2所示。具體的工作流程為:當(dāng)輸入信號為高電平時,光耦內(nèi)部二極管導(dǎo)通,此時光耦工作,輸出為高電平;當(dāng)輸入信號為低電平時,二極管截止,此時的光耦無輸出,輸出端口為低電平;當(dāng)無輸入信號時,光耦輸出端由于下拉電阻的存在,輸出為低電平。在具體電路中,可以根據(jù)電路邏輯的需要,選擇輸入端連接方式以及輸出端上拉或者下拉接法,從而滿足不同輸入輸出邏輯關(guān)系的需求。

表2 光耦電路真值表Tab.2 Truth table of optocoupler circuit

圖6 光耦電路通用設(shè)計Fig.6 Universal design of optocoupler circuit

光耦電路除了功能邏輯之外,實際使用中需要著重關(guān)注輸入電流IF,輸出電流IC。原因如下:輸入電流的大小影響光耦工作的可靠性,輸出電流的大小會影響帶載能力及輸出信號質(zhì)量。為了準(zhǔn)確地得到上述兩個電流值,這里通過式(4)和式(5)的計算來指導(dǎo)電路設(shè)計:

IF=(VIN-VF)/RF

(4)

式中,IF—— 輸入電流

VIN—— 輸入信號電壓

VF—— 光耦內(nèi)部二極管前向?qū)妷?/p>

RF—— 限流電阻值

IC=(VCC-VCE)/RL

(5)

式中,IC—— 輸出電流

VCC—— 輸出側(cè)電源電壓

VCE—— 光耦內(nèi)部三極管集電極-發(fā)射極飽和壓降

RL—— 負(fù)載電阻值

IF和IC之間的關(guān)系為:

IC≤IF*CTR

(6)

其中,CTR為光耦輸入輸出電流傳輸比,為器件出廠固有參數(shù)。若負(fù)載電阻RL取值過小,導(dǎo)致式(6)不成立,會造成輸出信號失真等問題。

在具體光耦電路中,首先依據(jù)式(4),通過選擇阻值適當(dāng)?shù)南蘖麟娮枋笽F在額定范圍內(nèi),接著根據(jù)式(6)計算出符合要求的輸出電流IC,最后結(jié)合式(5)推導(dǎo)出負(fù)載電阻的阻值。

2 控制器電路實現(xiàn)

2.1 電源供電

控制器由外部直流電源供電,電壓范圍為18～32 V,內(nèi)部電源設(shè)計框圖如圖7所示。

圖7 電源框圖Fig.7 Power block diagram

使用寬電壓輸入隔離電源2將輸入電壓轉(zhuǎn)換為兩路5 V的直流電DC,其中一路經(jīng)低壓差線性穩(wěn)壓器產(chǎn)生高精度低紋波電壓,分別為DSP內(nèi)核以及DSP的I/O口、外圍電路等部分供電。此穩(wěn)壓器具備使能端口,可控制DSP的內(nèi)核電壓和I/O口電壓的上電時序。另一路由隔離電源3轉(zhuǎn)換后,為RS422電路供電。另外,為了將控制器內(nèi)大功率電路電壓與數(shù)字電路較小數(shù)值的電壓分開,利用隔離電源1產(chǎn)生VEE,用于比例閥控制電路中的光耦、柵極驅(qū)動器等器件的供電。

2.2 比例閥控制電路

比例閥控制電路是整個控制器電路中最為關(guān)鍵的部分,直接決定了輸出PWM信號的精度以及能否實現(xiàn)復(fù)用功能。比例閥控制電路的原理圖如圖8所示。主要由驅(qū)動器件、電壓抬升電路、死區(qū)保護(hù)電路和半橋推挽電路組成。同相輸入控制信號PWM1和Y經(jīng)柵極驅(qū)動電路提高其帶載能力。利用死區(qū)保護(hù)電路調(diào)理兩路控制信號的延時特性,控制半橋推挽電路中MOS管的通斷。

圖8 比例閥控制電路原理圖Fig.8 Schematic diagram of proportional valve control circuit

推挽輸出電路中MOS管的選型可參照表3。其中漏極-源極電流(IDS)依據(jù)負(fù)載電流上限決定,據(jù)工程經(jīng)驗一般取其2～3倍值;漏極-源極擊穿電壓VBR由負(fù)載電壓上限決定,同樣也是取其2～3倍值。電路復(fù)用為功率輸出時,需關(guān)注MOS管的導(dǎo)通電阻Rds(on),該參數(shù)值與MOS管的導(dǎo)通損耗正相關(guān)。導(dǎo)通電阻越大,MOS管導(dǎo)通損耗越大,發(fā)熱量越大。

表3 MOS管關(guān)鍵參數(shù)Tab.3 Key parameters of MOSFETs

輸入電容(Ciss)為MOS管柵極-源極之間的等效電容,該值會影響電容充放電速度,進(jìn)而影響MOS管的導(dǎo)通與關(guān)斷時間。

2.3 光耦電路

本研究在前級DSP和后級柵極驅(qū)動電路之間增加了光耦電路,以提高整個控制器的抗干擾能力,電路原理圖如圖9所示。

輸入信號由DSP和總線驅(qū)動器D1產(chǎn)生,光耦B2主要起到隔離輸入和輸出信號的作用。陽極通過限流電阻R24和R25與輸入信號相連,陰極接地。輸出為開漏結(jié)構(gòu),采用上拉輸出方式,利用電阻R23、R26將輸出信號上拉到電源VEE。當(dāng)輸入處于空閑狀態(tài)時,使信號PWM1、PWM2保持高電平;當(dāng)處于工作狀態(tài)時,輸出信號與輸入信號同步,邏輯相反。圖9中所用限流電阻、負(fù)載電阻根據(jù)“1.4節(jié) 光耦電路設(shè)計”的原理進(jìn)行選型。

2.4 使能電路

實際使用中,要求所設(shè)計控制器在上電瞬間,負(fù)載比例閥的閥芯不動作,這就需要輸出控制信號處于中位,即此時的PNMOS管均處于關(guān)斷狀態(tài)。原電路在DSP初始化過程中,上端PMOS管關(guān)斷,下端NMOS管導(dǎo)通,最終輸出為低電平。在光耦輸出和下端NMOS管驅(qū)動器U2輸入之間增加使能電路,用于上電瞬間控制NMOS管為關(guān)斷狀態(tài)。

使能電路原理圖如圖10所示,主要器件為光耦B8和邏輯與門U10。DSP的GPIO口輸出的DIO52信號經(jīng)光耦隔離后作為一路使能信號輸入邏輯器件,與另一路輸入信號PWM2進(jìn)行邏輯與操作后,輸出信號Y與下端NMOS管電路中U2的輸入端相連。使能電路真值表如表4所示,DIO52信號低電平時使能有效,輸出信號跟隨輸入信號,其他電平條件下,電路不使能,輸出信號恒為低電平。

表4 使能電路真值表Tab.4 Truth table of enable circuit

圖10 使能電路Fig.10 Enable circuit

上電瞬間,DIO52上拉到高電平,電路不進(jìn)行使能,輸出為低電平,與之相連的NMOS管Q2關(guān)斷,最終使輸出信號保持中位。

2.5 RS422電路

控制器設(shè)計使用RS422通信的方式,采用全雙工模式,以差分傳輸方式收發(fā)數(shù)據(jù),具有通訊距離遠(yuǎn)、傳輸速率大(最高可達(dá)10 Mbps/s)、抗干擾能力強(qiáng)等特點。本研究在RS422成熟電路基礎(chǔ)上,選用全國產(chǎn)元器件,利用光耦B5和B6隔離收發(fā)數(shù)據(jù),其最高傳輸速率為10 Mbps/s,所設(shè)計原理圖如圖11所示。

圖11 RS422電路Fig.11 RS422 circuit

3 試驗平臺與試驗方案

為了清晰的展現(xiàn)所設(shè)計的試驗,同時為后續(xù)試驗數(shù)據(jù)分析做準(zhǔn)備,首先對比例閥工作原理進(jìn)行介紹,并給出比例閥控制器精度指標(biāo)計算方法;然后具體對試驗平臺、試驗方案、以及試驗過程進(jìn)行講解,為后續(xù)試驗結(jié)果分析做準(zhǔn)備。

3.1 比例閥控制器精度計算

比例閥正常工作時,其供電電源為VDC,輸入PWM信號電壓的有效值記為VRMS,閥芯位置的行程可參照式(7)計算:

(7)

其中,Q代表閥芯的相對位置,當(dāng)Q值為50%時,表示此時閥芯處于中位;當(dāng)Q值為25%或75%時,表示此時閥芯運(yùn)動到了兩側(cè)最大行程位置。輸入比例閥的PWM信號的實際占空比DP同樣可以參照式(7)算出,與理論占空比DT相比較,得到的便是控制信號的實際控制精度P:

P=DP-DT

(8)

3.2 試驗裝置及環(huán)境介紹

為對比例閥控制器進(jìn)行測試,設(shè)計如圖12所示試驗平臺。其中電源、上位機(jī)、萬用表、示波器為測試儀器,比例閥控制器為被測設(shè)備,負(fù)載為陪試設(shè)備。

圖12 比例閥控制器試驗平臺Fig.12 Proportional valve controller test platform

參照圖12試驗平臺、實驗室條件建立了電液比例閥控制器測試環(huán)境,如圖13所示。主要由圖13a～圖13f六部分構(gòu)成,各部分所用設(shè)備型號匯總于表5。其中圖13a部分為直流電源,負(fù)責(zé)為控制器和負(fù)載供電;圖13b部分為示波器,用于觀測記錄控制器輸出的PWM控制信號;圖13c部分為所設(shè)計電液比例閥控制器;圖13d部分是精度為6位半的數(shù)字萬用表,用于測量負(fù)載端PWM控制信號的等效直流電壓和負(fù)載的電源電壓;圖13e部分為負(fù)載,選擇PV25型先導(dǎo)式電液比例閥作為比例閥負(fù)載, 選擇阻值可調(diào)的阻性負(fù)載箱等效為功率負(fù)載;圖13f部分為紅外測溫儀,用于測量功率器件殼溫。

表5 試驗設(shè)備匯總Tab.5 Summary of test equipment

圖13 電液比例閥控制器測試環(huán)境Fig.13 Test environment of electro-hydraulic proportional valve controller

3.3 試驗流程

為電液比例閥控制器設(shè)計了兩個試驗:

1) 控制精度試驗

(1) 試驗條件 電源電壓:寬電壓供電。測試時選擇測試電壓VDC為18, 24, 32 V;控制信號頻率10 kHz;控制信號占空比30%～70%;測試時占空比按5%步長每10 s變換一次;測試環(huán)境:常溫常壓;負(fù)載:PV25比例閥。

(2) 試驗過程 控制精度試驗過程中,利用示波器采集不同電壓、不同占空比條件下比例閥端的PWM控制信號波形,同時利用高精度數(shù)字萬用表直流檔依次測量PWM信號電壓和比例閥電源電壓并記錄。試驗數(shù)據(jù)依據(jù)式(6)和式(7)計算實際輸出PWM控制信號的精度。

2) 復(fù)用功率電路試驗

(1) 試驗條件 電源電壓:寬電壓供電,測試時選擇測試電壓VDC為18, 24, 32 V;測試環(huán)境:常溫常壓;負(fù)載:可調(diào)的純阻性負(fù)載箱,負(fù)載電流(Iload)需穩(wěn)定在2.5 A;

(2) 試驗過程 復(fù)用為功率電路的測試過程中,在不同測試電壓條件下,控制器輸出2.5 A電流持續(xù)穩(wěn)定工作30 min后,利用紅外測溫槍測試功率器件殼溫,待殼溫實現(xiàn)熱平衡后,記錄此時的溫度。

4 試驗結(jié)果分析

4.1 控制精度試驗結(jié)果

帶負(fù)載條件下,實際測量控制器輸出的PWM信號波形如圖14所示。展示了三種測試電壓下特定占空比時的PWM波形。圖14中的圖14a～圖14c分別對應(yīng)電源電壓18 V理論占空比D為30%、電源電壓24 V理論占空比D為50%以及電源電壓32 V理論占空比D為70%時,控制器實際輸出的PWM波形。

圖14 控制器輸出PWM信號Fig.14 Controller output PWM signa

根據(jù)圖14可以看出,10 kHz頻率條件下,18～32 V 電源電壓范圍內(nèi),控制信號占空比在正常范圍內(nèi)變化時,所設(shè)計的控制器仍能輸出信號完整,PWM方波信號上升沿與下降沿陡峭、波形區(qū)別明顯。

為近一步比較控制器輸出PWM信號對于PV25比例閥的實際控制精度,在電源電壓24 V,10 kHz頻率條件下,利用高精度數(shù)字萬用表分別測量了比例閥端PWM控制信號的平均電壓和比例閥的電源電壓,并且根據(jù)式(7)計算出了實際輸出占空比,參照式(8)與理論輸出占空比做差得到實際控制誤差,結(jié)果匯總于表6中。

表6 控制誤差(24 V/10 kHz)Tab.6 Control error(24 V/10 kHz)

表6中,VRMS代表比例閥端PWM控制信號的電壓平均值,VDC為比例閥電源電壓值。根據(jù)表6可以看出,即使控制信號頻率高達(dá)10 kHz,在30%～70%占空比范圍內(nèi),實際輸出的PWM信號的控制誤差均在0.3%以內(nèi),可實現(xiàn)對于PV25比例閥的高精度控制。

4.2 復(fù)用功率電路試驗結(jié)果

本研究的控制器不僅有較高的輸出精度,還要求滿足復(fù)用為功率電路的需求。因此在18, 24, 32 V直流電壓下,測試了持續(xù)輸出2.5 A電流時,功率PMOS管的殼溫。測試結(jié)果如圖15所示。同時也對三種電壓條件下PMOS管的殼溫進(jìn)行了擬合,擬合結(jié)果如圖16所示。

圖15 功率PMOS管殼溫Fig.15 Power PMOS case temperature

圖16 功率PMOS管殼溫曲線Fig.16 Power PMOS case temperature curve

如圖15中,黑色方框標(biāo)識的器件為復(fù)用時的功率PMOS管?？梢钥闯?在持續(xù)輸出2.5 A電流時,功率器件的殼溫最終穩(wěn)定在39 ℃,附件不隨輸出電壓的變化而變化。表明控制器電路在復(fù)用為功率電路時,器件殼溫可實現(xiàn)熱平衡,具有較高的可靠性。

如圖16中,橫坐標(biāo)代表功率PMOS管承受的電壓,縱坐標(biāo)代表功率PMOS管的殼溫,由擬合曲線可以看出,電源電壓在18～32 V范圍內(nèi)變化時,當(dāng)輸出電流最大為2.5 A時,PMOS管殼溫峰值為39.2 ℃,最低值為38.6 ℃,殼溫波動較小,分布穩(wěn)定。

5 結(jié)論

針對先導(dǎo)式電液比例閥控制器自研程度低、功能單一等問題,基于國內(nèi)某型號DSP設(shè)計了一款控制器電路。針對其中的推挽電路、寬電壓供電、隔離電路等關(guān)鍵技術(shù)問題進(jìn)行理論分析并提供設(shè)計參照。所設(shè)計控制器能夠同時輸出6路高精度信號,實現(xiàn)對比例閥的準(zhǔn)確控制;同時還可以復(fù)用為功率輸出電路,其最大帶載能力為32 V/2.5 A。

為驗證該控制器性能,選擇進(jìn)口PV25型電液比例閥作為負(fù)載,設(shè)計電氣試驗測試平臺。經(jīng)實際試驗測試,結(jié)果表明所設(shè)計控制器能夠耐受寬電源電壓輸入并具備高精度高帶寬控制信號輸出的優(yōu)勢。輸出信號工作在最大10 kHz頻率下,誤差低于0.3%,控制精度高;復(fù)用為功率電路輸出32 V/2.5 A時,功率器件殼溫穩(wěn)定在39 ℃左右,能夠長期工作并具有較高的可靠性。

本研究所述一些技術(shù)問題除了有助于比例閥控制器電路的設(shè)計,對其他一些類似功能電路同樣適用,為其方案設(shè)計和電路實現(xiàn)提供具體可行的參照。