李 炎，任 沖，尹琰鑫

（北京宇航系統(tǒng)工程研究所，北京 100076）

0 引言

跑道異物(Foreign Object Debris，F(xiàn)OD)是指出現(xiàn)在機場跑道上對航空器或系統(tǒng)可能造成損害的各種外來物質(zhì)[1]。典型的FOD 目標有：混凝土瀝青碎塊、各類金屬器件、塑料制品、橡膠碎片、動植物等[2]。跑道上的異物對于飛機等航空器的起飛和降落有極大的安全隱患[3]。傳統(tǒng)的機場跑道異物檢測方法是人工巡視方法，此方法完全依賴人力，存在檢測效率低下及容易漏檢等問題[4]。因此FOD 檢測設備的發(fā)展趨勢是一種能夠自動探測、定位和上報FOD 信息的機場常設設施[5-7]。到目前為止，世界上主要的機場跑道異物檢測和自動識別系統(tǒng)有4 個，分別是Tarsier 系統(tǒng)（英國）、FODFinder 系統(tǒng)（美國）、FODetect 系統(tǒng)（以色列）和IFerret 系統(tǒng)（新加坡）[8]，一些大型機場跑道已經(jīng)開始嘗試異物自動監(jiān)測系統(tǒng)。上述4 個已經(jīng)投入使用FOD 異物檢測系統(tǒng)功能有一定差異，性能各不相同，但雷達工作的頻率都是70～100 GHz 之間[9]。毫米波雷達由于其具有波束窄、分辨率高等優(yōu)點,非常適合近距離對微小目標的探測[10],因此對V 波段以及更高頻段毫米波天線的研究尤為重要。

V 波段以及更高頻段毫米波天線由于頻率高、波長短、單元數(shù)多，對加工精度有很高的要求，現(xiàn)在很多都是采用微帶天線形式，微帶天線剖面低、成本低，但是由于頻率高、單元數(shù)目多，微帶電路的導體損耗和介質(zhì)損耗很大，對微帶天線一般口面越大輻射效率越低,天線增益大于30 dB 時微帶天線的效率只有20%～30%[11]。反射面天線可以具有很低的副瓣和很高的輻射效率[12]，但剖面尺寸過高不便于結(jié)構(gòu)安裝。傳統(tǒng)的波導縫隙陣天線通過縫偏和縫長來控制幅度相位，在這個頻段對加工精度要求非常高，由于機加精度達不到要求，導致性能較差。

本文設計了一種適用于V 波段以及更高頻段FOD 檢測系統(tǒng)的波導縫隙陣列天線，天線采用多模波導縫隙陣列天線形式，并設計了波導功分網(wǎng)絡，整體結(jié)構(gòu)緊湊，厚度在10 mm 以內(nèi)，輻射效率在在50%以上，具有高增益低剖面的優(yōu)良特點；天線加工容錯率比較高，對機加精度要求不高，加工了實物并進行了駐波和方向圖測試，與仿真結(jié)果進行了比較，實測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合度較高。

1 天線設計

1.1 天線初步參數(shù)設計

根據(jù)增益要求36 dB 以上，俯仰面半功率波束寬度4.5°±10%，方位面半功率波束寬度0.5°±10%的指標要求，根據(jù)公式θ=51×λ/n×d，選擇合適的單元間距，最終確認陣面為大小450 mm×50 mm 的長方形，整個陣面縫隙數(shù)為128×16，方位面縫隙數(shù)為128，俯仰面縫隙數(shù)為16。

1.2 天線單元設計

圖1 所示為單端短路的矩形波導段。L1 段的波導截面長為a，寬為b，在其工作頻帶內(nèi)，只傳輸主模TE10模。L2 段的波導截面長為A，寬為B，在其工作頻帶內(nèi)可傳輸多種工作模式，稱為多模波導。根據(jù)波導內(nèi)電磁場的耦合過程可知，多模波導中只能存在和模式，即TEmn ?；騎Mmn 模[13]。如圖1 所示，根據(jù)理想導體表面上的邊界條件以及單端短路的波導內(nèi)場分布可知，多模波導短路面內(nèi)表面只存在H分量，其函數(shù)表達式為：

式中，K是一個常數(shù)，取決于工作頻率、激勵幅度、波導模式及波導截面大小。多模波導短路面內(nèi)表面的表面電流密度定義如下：

從短路表面的電流分布可以看出，采用靠近側(cè)壁的開縫形式可以獲得最高的輻射效率，如圖2 所示，并且可以保證4 個縫隙的激勵等幅同相。

圖2 多模波導短路面上的縫隙分布

從圖2 所示的多模波導各縫隙的位置可以看出,多模波導的截面尺寸由縫隙間距以及縫隙參數(shù)二者共同決定。即：

式中，dx和dy分別為相鄰縫隙在x和y方向上的間距，為了避免在輻射方向圖上出現(xiàn)柵瓣，dx和dy應小于λmin,λmin為工作頻段內(nèi)高頻截止頻率所對應的自由空間波長。lslot和wslot分別為縫隙長度和縫隙寬度，其大小約為λmax的1/2 和1/10，λmax為工作頻段內(nèi)低頻截止頻率所對應的自由空間波長[14]。

從單個縫隙的輻射特性可知，沿x方向相鄰縫隙間的互耦非常小，如slot1 和slot2 之間以及slot3 和slot4 之間；而沿y方向相鄰縫隙間的互耦非常強，如縫隙slot1和slot3 之間以及slot2 和slot4 之間。由于每個多模波導的2×2 個縫隙都是通過主模波導饋電，為避免E 面上相鄰縫隙間的強互耦作用從而引起E 面方向圖的畸變以及饋電端口的阻抗失配，因此，在陣列上表面x方向上縫隙間添加了一條位于縫隙表面上方的金屬條塊，可稱為去耦柵，如圖2 所示。其寬度約為縫隙間距的一半，高度略大于1/10 波長。

波導尺寸及輻射縫結(jié)構(gòu)參數(shù)設計時使用電磁仿真軟件HFSS 進行優(yōu)化設計，對端口駐波進行優(yōu)化，將優(yōu)化得到的縫隙及腔體尺寸作為設計的初值。優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1 所示。

表1 單元結(jié)構(gòu)參數(shù) (mm)

1.3 陣因子分布

整個陣面縫隙數(shù)為128×16，方位面縫隙數(shù)128，分16 個子陣，每個子陣內(nèi)等幅分布，由于方位面副瓣要求-21 dB 以下，因此對方位面16 個子陣按-28 dB 副瓣泰勒分布進行加權(quán)[15]；俯仰面縫隙數(shù)16，分4 個子陣，沒有副瓣要求，按-20 dB 副瓣泰勒分布淺加權(quán)，陣因子方向圖如圖3、圖4 所示。

圖3 陣因子俯仰面方向圖

圖4 陣因子方位面方向圖

如圖4 所示，由于子陣內(nèi)單元等幅分布，因此會產(chǎn)生周期性的副瓣，適當調(diào)整單元間距和子陣規(guī)模大小可以使得周期性副瓣低于第一副瓣，滿足副瓣要求。

1.4 波導功分網(wǎng)絡

通過波導功分網(wǎng)絡對短路面開縫的多模波導進行饋電，實現(xiàn)輻射陣列口面激勵的錐削分布，以滿足對副瓣電平的需求。功分器采用E 面T 型波導功分器，1/2 陣面的波導功分網(wǎng)絡的仿真模型示意圖如圖5 所示。功分網(wǎng)絡的駐波仿真結(jié)果如圖6 所示。

圖5 波導功分網(wǎng)絡仿真模型示意圖

圖6 波導功分網(wǎng)絡駐波仿真結(jié)果

1.5 整陣仿真模型及仿真結(jié)果

天線整體的仿真模型示意如圖7 所示。天線結(jié)構(gòu)尺寸為450 mm×50 mm×9 mm。

圖7 天線仿真模型示意圖

仿真駐波曲線如圖8 所示。

圖8 天線的仿真駐波曲線

仿真方位面方向圖如圖9 所示，俯仰面方向圖如圖10 所示。

圖9 帶內(nèi)仿真方位面方向圖

圖10 帶內(nèi)仿真俯仰面方向圖

2 天線測試

天線實物如圖11 所示。駐波的測試結(jié)果如圖12 所示。

圖11 天線實物照片

圖12 天線駐波實測結(jié)果

由于天線方位面波束寬度在0.5°±10%，天線長度為450 mm，按測試所需的最小遠場距離2×D2/λ計算，需要的遠場距離為104 m 以上，考慮暗室測試環(huán)境及測試場地的局限性，針對本文設計的天線，采用遠場進行性能測試；測試設備包括配有刻度的手搖轉(zhuǎn)臺、頻譜儀、倍頻器、混頻器。采用手搖轉(zhuǎn)臺以0.10°為掃描角度間隔，掃描±5°范圍采樣取點完成方向圖測試。方位面方向圖如圖13～圖15 所示。

圖13 74 GHz 方位面方向圖對比

圖14 76.5 GHz 方位面方向圖對比

圖15 79 GHz 方位面方向圖對比

俯仰面的方向圖測試在暗室內(nèi)完成，如圖16～圖18所示。

圖16 74 GHz 俯仰面方向圖對比

圖17 76.5 GHz 俯仰面方向圖對比

圖18 79 GHz 俯仰面方向圖對比

天線實測方向圖與仿真方向圖進行了對比，具體的指標達到情況統(tǒng)計見表2。由指標對比來看實測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合度較高，滿足使用要求。

表2 天線實測結(jié)果統(tǒng)計

3 結(jié)論

本文提出了一種適用于FOD 檢測系統(tǒng)的V 波段波導縫隙陣列天線。該天線采用多模波導縫隙陣列天線形式，結(jié)構(gòu)緊湊，天線厚度在10 mm 以內(nèi)；對機加精度要求不高，加工容錯率比較高。加工出實物進行了實測，實測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合度較高，實測口面效率50%以上，實現(xiàn)了高增益、低剖面的目標，對于V 波段以及更高頻段毫米波天線的研究和應用具有較高的參考意義。