王東棟, 魏國安, 姚 雷, 朱 旺

(1.國網(wǎng)河南省電力公司超高壓公司, 河南 鄭州 450006; 2.中國礦業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院, 江蘇 徐州 221000)

1 引言

全球能源短缺問題日益加劇,且傳統(tǒng)化石能源燃燒帶來的環(huán)境問題日益突出,光伏、風(fēng)能等清潔可再生新能源的推廣應(yīng)用速度大大加快。在一些工礦應(yīng)用場合下,新能源發(fā)電系統(tǒng)輸出端直流電壓波動大、電壓不高,且存在間歇性和隨機(jī)性的問題,給發(fā)電并網(wǎng)應(yīng)用帶來了挑戰(zhàn)。傳統(tǒng)Boost變換器雖然結(jié)構(gòu)簡單易于實(shí)現(xiàn),但不易滿足高增益電能變換的技術(shù)要求。所以,一些能夠滿足寬電壓輸入和高電壓增益要求的直流型功率變換器已逐漸成為新能源發(fā)電領(lǐng)域電能變換的主角[1-5]。開關(guān)電感二次型Boost變換器(Switched Inductor based Quadratic Boost Converter,SIQBC)[6]滿足高增益的需求,且結(jié)構(gòu)相對簡單,因此受到越來越多的關(guān)注。

同時,與傳統(tǒng)的線性控制方法不同,脈沖序列(Pulse Train, PT)控制更為簡單,僅需獲取輸出電壓控制誤差,誤差大于零時選擇高功率脈沖(大占空比),否則選擇低功率脈沖(小占空比),進(jìn)而調(diào)整輸出電壓的大小。該方法的硬件實(shí)現(xiàn)簡單、動態(tài)響應(yīng)的快速性更好[7,8]。然而,傳統(tǒng)的PT控制僅適用于工作斷續(xù)導(dǎo)通模式下的功率變換器。當(dāng)PT控制功率變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)下時,其輸出側(cè)電壓會出現(xiàn)大幅值的低頻抖振行為,惡化電能質(zhì)量[9]。為了解決這一問題,文獻(xiàn)[10]提出了一種基于谷值電流比較的PT控制策略,通過有效限定電感電流,使其居于谷值標(biāo)準(zhǔn)電流之上,保證了變換器電感儲能在一個開關(guān)周期內(nèi)的變化量為零,消除了低頻抖振電壓。文獻(xiàn)[11]提出了一種在變換器輸出側(cè)濾波電容支路串聯(lián)電阻的方法,雖然可以抑制低頻電壓抖振,但會引起較大的高頻電壓紋波。文獻(xiàn)[12]通過增加一個由電感、二極管和電容組成的支路來抑制低頻振蕩,但該方法增加了電路硬件成本和體積,降低了功率密度。

在本文的研究中,將PT控制引入到SIQBC中,通過分析SIQBC的變壓原理及不同工作模態(tài),研究其低頻振蕩產(chǎn)生機(jī)理和電容信息反饋PT低頻振蕩抑制機(jī)理,并進(jìn)行動力學(xué)建模。然后,仿真和實(shí)驗驗證了電容電流信息反饋型PT控制SIQBC具有響應(yīng)快速的工作特性。

2 SIQBC

2.1 SIQBC的工作原理

圖1為SIQBC主電路與控制器的原理示意圖,其中,E為輸入電壓源,R為直流負(fù)載。SIQBC由二次型Boost變換器衍生而來,即以二極管VD1～VD3和電感L1、L2構(gòu)成開關(guān)電感單元,并替代原二次型Boost變換器中的電感。C1為前級濾波電容,L3和C2分別為后級儲能電感和濾波電容;SIQBC中僅含有一個有源功率開關(guān)管S。反饋電壓和電容電流信號經(jīng)控制器處理后為開關(guān)管S提供驅(qū)動信號。在控制器中,高、低功率脈沖發(fā)生器產(chǎn)生的控制信號PH、PL為頻率相同、占空比不同的脈沖序列。

載側(cè)電容電流反饋型PT控制SIQBC的工作原理較為簡單。在每個開關(guān)周期起始時刻,電容電流iC2經(jīng)線性采樣后等比例轉(zhuǎn)化為電壓信號(設(shè)比例系數(shù)為β),并與輸出電壓反饋信號vo疊加,疊加信號可表示為βiC2+vo。該復(fù)合反饋信號βiC2+vo與參考電壓Vref比較,若βiC2+vo>Vref,則由控制器邏輯電路選擇占空比更小的低功率脈沖PL作為開關(guān)管的驅(qū)動信號,因該P(yáng)L的占空比較小,源端向負(fù)載傳遞的能量減少,輸出電壓下降;若βiC2+vo≤Vref,控制器中邏輯電路選擇占空比更大的高功率脈沖PH作為開關(guān)管驅(qū)動信號,輸出電壓上升。該控制策略下高、低功率脈沖對應(yīng)的占空比可表示為:

(1)

式中,DH、DL分別為高功率脈沖PH和低功率脈沖PL的占空比。

2.2 SIQBC工作模態(tài)

在本文的設(shè)計中,若開關(guān)電感L1和L2的取值相同,則在一個開關(guān)周期內(nèi),SIQBC最多存在五種不同的工作模態(tài),如圖2所示。

圖2 變換器工作模態(tài)示意圖

模態(tài)1:如圖2(a)所示,功率開關(guān)管S導(dǎo)通,因承受正向電壓,二極管VD1、VD2和VD4導(dǎo)通,VD3、VD5和VD12承受反向電壓截止。此時,電感L1和L2充電,電感電流iL1和iL2呈線性增大;電感L3經(jīng)開關(guān)管S充電,電感電流iL3增加,濾波電容C2經(jīng)負(fù)載放電,維持輸出電壓恒定。此時,電路中的電流和電壓關(guān)系可以表示為:

(2)

式中,vC1為電容C1兩端的電壓。

模態(tài)2:如圖2(b)所示,開關(guān)管S以及二極管VD1、VD2、VD4和VD5關(guān)斷,VD3、VD5和VD12承受正向電壓導(dǎo)通。電感L1和L2共同向濾波電容C1和L3支路提供電流,電感電流iL1和iL2下降;電感L3經(jīng)二極管VD5與濾波電容C2和負(fù)載R的并聯(lián)支路形成回路,電流iL3減小。此時,各電流和電壓之間的關(guān)系可以表示為:

(3)

式中,vC2為電容C2兩端的電壓。

模態(tài)3:如圖2(c)所示,開關(guān)管S工作于關(guān)斷的狀態(tài)下,二極管VD1、VD2、VD4和VD5因承受反向電壓關(guān)斷,VD12和VD3導(dǎo)通。電感L1和L2經(jīng)VD12和VD3向電容C1充電;電感L3電流iL3下降為零;電容C2放電,維持負(fù)載電壓穩(wěn)定。此時,SIQBC的電流和電壓關(guān)系可以表示為:

(4)

模態(tài)4:如圖2(d)所示,開關(guān)管S工作于關(guān)斷狀態(tài),且VD1～VD4均關(guān)斷,只有VD5導(dǎo)通。電容C1和電感L3形成串聯(lián)支路,共同向負(fù)載側(cè)電容C2和負(fù)載電阻供電,電流iL3逐漸減小。該模態(tài)下各電流和電壓之間的關(guān)系可以表示為:

(5)

模態(tài)5:如圖2(e)所示,開關(guān)管S關(guān)斷,五個二極管均關(guān)斷。濾波電容C2經(jīng)負(fù)載R放電,輸出電壓減小。電感電流關(guān)系式為:

iL1=iL2=iL3=0

(6)

當(dāng)SIQBC工作在CCM狀態(tài)時,只存在模態(tài)1和模態(tài)2兩種狀態(tài)。圖3給出了CCM模式下的電感電流波形以及對應(yīng)的開關(guān)管驅(qū)動信號uG。

圖3 CCM模式下電流iL1、iL2和iL3波形

在穩(wěn)態(tài)工作條件下,電感L1、L2和L3的電壓滿足伏秒平衡,可得:

(7)

由式(7)可得SIQBC的輸出電壓增益為:

(8)

3 電容電流反饋PT控制SIQBC特性

3.1 低頻振蕩機(jī)理

在一個開關(guān)周期內(nèi),SIQBC的電感電流iL1、iL2和iL3產(chǎn)生的變化量可分別表示為:

(9)

(10)

式中,Vo為輸出電壓平均值。

因此,在不同PT序列作用下的電感電流變化量可以表示為:

(11)

(12)

參考圖2中SIQBC的不同工作模態(tài),當(dāng)S導(dǎo)通時,電源電流流向L1和L2,電容C1放電,且放電電流流向電感L3,電容C2經(jīng)負(fù)載電阻形成放電回路,其放電電流等于負(fù)載電流Io;當(dāng)S關(guān)斷時,電感L1、L2和L3中儲存的能量經(jīng)S調(diào)制后供給負(fù)載;此時,載側(cè)電容C2的電流iC2等于電感L3的電流與負(fù)載電流之差,即iC2=iL3-Io。在一個開關(guān)周期內(nèi),輸出電壓的變化量可以表示為:

(13)

在一個開關(guān)周期內(nèi),SIQBC的vo、iL1、iL2、iL3和iC2的波形如圖4所示。在iL3的波形圖上,可求得梯形GECB的面積為:

圖4 一個開關(guān)周期內(nèi)電壓和電流波形示意圖

(14)

同樣可求得矩形GEDA的面積為:

SGEDA=[iL3(nT)-Io]T=ΔiL3(nT)T

(15)

由式(14)和式(15)可知,SIQBC輸出電壓變化量等于面積SGECB和SGEDA之差,可以表示為:

(16)

相較于功率變換器的開關(guān)頻率,其輸出端LC電路的特征頻率很小,即T2<

(17)

式(17)表明,若電容C2的取值不變,因T為定值,則SIQBC輸出電壓的變化量與電感L3的電流變化量ΔiL3(nT)成比例。若ΔiL3(nT)的值為正,則輸出電壓變換量是正值,此時輸出電壓增大;若ΔiL3(nT)的值為負(fù),則輸出電壓變化量也是負(fù)值,輸出電壓下降。

為了能夠及時跟隨目標(biāo)電壓,在控制器選擇大占空比脈沖(高功率)時,輸出電壓增大;而小占空比脈沖(低功率)調(diào)制下的輸出電壓應(yīng)及時減小。因此,輸出電壓變化量對應(yīng)的控制目標(biāo)可表示為:

(18)

式中,PH為高功率脈沖;PL為低功率脈沖。

由式(11)、式(12)和式(18)可知,實(shí)際上控制器依據(jù)反饋電壓誤差量而選擇的脈沖信號PH和PL并不能直接調(diào)節(jié)輸出電壓的大小,而只能直接調(diào)節(jié)電感電流的變化量。比如,選擇高功率脈沖PH時,電感電流增加,但輸出電壓可能不增反降;選擇低功率脈沖PL時,電感電流減小,但輸出電壓可能不減反增。為了便于分析這一工作機(jī)理,將PT控制SIQBC在穩(wěn)態(tài)時的負(fù)載級電感電流iL3和輸出電壓vo的波形繪于圖5中。其中,μH和μL分別為一個脈沖循環(huán)周期內(nèi)高、低功率脈沖的個數(shù)。在圖5中,添加了兩條參考線,即參考電壓和平均負(fù)載電流,兩條參考線可將輸出電壓和電感電流分為四個階段。

圖5 輸出電壓、電感電流示意圖

(1)在第一階段,vo小于Vref,功率開關(guān)的控制脈沖為PH,電感電流iL3在高功率脈沖的持續(xù)作用下逐漸增大。然而,此時的iL3仍未達(dá)到負(fù)載電流平均值Io,即電流的偏差量ΔiL3(nT)<0,根據(jù)式(17),輸出側(cè)電壓仍繼續(xù)下降。因此,在第一階段內(nèi),盡管選擇了PH,輸出電壓仍偏離參考電壓。

(2)在第二階段,vo仍小于Vref,功率開關(guān)的控制脈沖仍為PH,此時電流iL3繼續(xù)增加,與平均負(fù)載電流的偏差逐漸減小。當(dāng)電感電流iL3持續(xù)增加并大于負(fù)載電流平均值Io時,電流偏差量ΔiL3(nT)大于零,根據(jù)式(17),輸出電壓變化量為正值,輸出電壓逐漸增加并趨近參考電壓,電壓控制偏差逐漸變小。

(3)在第三階段,當(dāng)vo大于Vref,功率開關(guān)的驅(qū)動信號變?yōu)榈凸β拭}沖PL;由式(12)可知,在序列PL的調(diào)制下,電感電流iL3持續(xù)減小。但是,此時電流iL3仍大于負(fù)載電流平均值Io,電流偏差的值ΔiL3(nT)大于0;根據(jù)式(17),輸出電壓變化量為正,輸出電壓仍會持續(xù)增加。因此,輸出電壓的值會不斷遠(yuǎn)離參考電壓,電壓控制誤差持續(xù)增大。

(4)在第四階段,vo仍大于Vref,功率開關(guān)的控制信號仍為低功率脈沖序列PL,電感電流iL3繼續(xù)減小。當(dāng)電感L3的電流持續(xù)減小以至于低于負(fù)載電流平均值Io時,根據(jù)式(17),輸出電壓開始減小,輸出電壓逐漸接近參考電壓。

可見,CCM模式下,SIQBC控制實(shí)時性變差。在圖5的第一階段和第三階段內(nèi),PT控制器依據(jù)電壓反饋信息選擇的控制脈沖不能及時調(diào)整輸出電壓,導(dǎo)致輸出電壓紋波增大,電能質(zhì)量下降,從而引發(fā)了電壓的低頻抖振現(xiàn)象。

3.2 電容信息反饋PT抑制低頻振蕩機(jī)理

為抑制低頻抖振現(xiàn)象,應(yīng)避免SIQBC工作在圖5中的第一階段和第三階段?？紤]CCM工作狀態(tài)下,當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時,僅由電容C2為負(fù)載提供電能,即電流iC2等于-Io;當(dāng)開關(guān)管S關(guān)斷時,由電感L3為電容C2充電和負(fù)載提供電能,此時的電容電流iC2等于iL3-Io。因此,在每個開關(guān)周期起始時刻,iC2(nT)的值即等于ΔiL3(nT),可得:

(19)

若分別考慮輸出電壓變化量大于0和小于0兩種情況,根據(jù)式(19),可求得合理的電容電流值iC2?？紤]到電容C1電壓波動不大,設(shè)為定值,則在高、低功率脈沖分別作用時(占空比DH和DL),SIQBC的電容C2電流取值區(qū)間為[iC2-x,iC2-s],其對應(yīng)的上下邊界值分別為:

(20)

(21)

依據(jù)電容電流上下邊界值,可將電容電流波形劃分為三部分,如圖6所示的區(qū)域I、II和III。在高低功率脈沖作用下,SIQBC處于不同區(qū)域時,輸出電壓的變化規(guī)律也不一樣,但均與電容電流iC2(nT)密切相關(guān)。當(dāng)電容電流超出上邊界值時(處于區(qū)域Ⅰ),無論是高功率脈沖還是低功率脈沖,輸出電壓都會增大,控制規(guī)律等同于圖5中的第三階段;當(dāng)電容電流超出下邊界值時(區(qū)域Ⅲ),不管控制信號為高功率脈沖或低功率脈沖,輸出電壓都會減小,等同于圖5中的第一階段;只有電容電流處于區(qū)域Ⅱ時(邊界之間),脈沖序列才能及時有效地控制輸出電壓,即輸出電壓在PH作用下上升,在PL作用下下降。其中,當(dāng)iC2(nT)>0時,即在一個開關(guān)周期內(nèi),iC2(nT)=iL3(nT)-Io>0,由高功率脈沖控制功率開關(guān),輸出電壓增大,對應(yīng)于圖5所示的第二階段;當(dāng)iC2(nT)<0,即iC2(nT)=iL3(nT)-Io<0,低功率脈沖控制功率開關(guān),輸出電壓下降,對應(yīng)于圖5所示的第四階段。在這個區(qū)域內(nèi),控制器可以及時調(diào)整輸出電壓,降低電壓紋波。

圖6 電容電流分區(qū)示意圖

從上述分析可以看出,只要能夠控制電容電流iC2的值在每個開關(guān)周期起始時刻處于區(qū)域II內(nèi),即可有效抑制輸出電壓的低頻抖振行為。

在本文提出的控制策略中,在反饋電壓信號中加入了電容C2的電流反饋信息,即電容C2的電流經(jīng)采樣后等比例轉(zhuǎn)化為電壓信號(比例系數(shù)β)并與輸出電壓反饋信號相加,然后與參考值比較做差,以確定控制功率開關(guān)的脈沖序列。當(dāng)SIQBC工作在穩(wěn)態(tài)時,輸出電壓值與參考電壓值近似相等,控制脈沖的選擇條件可變?yōu)?

(22)

由式(22)可知,合理設(shè)置電容電流反饋系數(shù)β,可限制SIQBC工作在區(qū)域Ⅱ內(nèi)iC2的初始值限制在0附近,進(jìn)而抑制輸出電壓低頻抖振。

當(dāng)開關(guān)電感二次型變換器工作在穩(wěn)態(tài),在功率開關(guān)管閉合期間,電容C1向電感L3放電,由輸出端電容C2向負(fù)載提供電流,輸出電壓下降;在功率開關(guān)管斷開期間,由電感L1和L2給電容C1和C2充電,且L3也給負(fù)載端電容C2和負(fù)載提供電流,輸出電壓上升。由此可知,C1的取值直接影響著電感L3左側(cè)節(jié)點(diǎn)電壓紋波,C2的取值直接影響輸出側(cè)電壓紋波。電容C1和C2節(jié)點(diǎn)的紋波系數(shù)可以表示為:

(23)

(24)

式中,Ts和fs分別為開關(guān)周期和頻率;γC1和γC2分別為電容C1和C2節(jié)點(diǎn)的紋波系數(shù);輸出側(cè)的紋波系數(shù)一般取0.01左右;ΔVC1和ΔVC2分別為電容C1和C2的電壓紋波幅值。依據(jù)變換器的設(shè)計要求確定γC1和γC2之后,就可以計算出所需的電容C1和C2的取值。此外,電容的取值還需要綜合考慮變換器物理體積和成本等多種因素。

3.3 動力學(xué)建模

根據(jù)式(10)和式(19),可以得到一個開關(guān)周期內(nèi)vo和iL3的變化量,分別可以表示為:

(25)

(26)

式中,vo(nT)為第n個開關(guān)周期開始時刻輸出電壓。

結(jié)合式(25)和式(26),可推導(dǎo)出SIQBC輸出電壓和電感電流的同步開關(guān)映射方程為:

(27)

式中

依據(jù)此開關(guān)映射方程,可以分析輸出電壓紋波特性。

4 仿真驗證

為驗證電容電流信息反饋PT控制SIQBC的相關(guān)特性,表1列出了相關(guān)參數(shù)。

表1 電路仿真參數(shù)

4.1 電壓應(yīng)力與電壓增益仿真

按表1中相關(guān)參數(shù)搭建SIQBC模型并進(jìn)行仿真測試,負(fù)載R為100 Ω,開環(huán)控制信號占空比為0.5。

采集到的輸出電壓vo、iL1和iL3,以及開關(guān)管端電壓和驅(qū)動脈沖的測試波形如圖7所示。可以看出,電感L1和L3的電流均為連續(xù)模式。開環(huán)控制脈沖占空比為0.5,輸出電壓穩(wěn)定在了60 V,即電壓增益為6,與理論推導(dǎo)值一致。

圖7 開環(huán)控制SIQBC仿真波形

4.2 穩(wěn)態(tài)仿真

采用本文提出的閉環(huán)反饋控制策略,當(dāng)負(fù)載為100 Ω時,電容信息反饋PT控制SIQBC在不同電容電流反饋系數(shù)下的仿真波形如圖8所示。

圖8 電容信息反饋PT控制SIQBCR=100 Ω時的仿真圖

由圖8可知,若β的取值為0,則本文提出的控制策略等同于傳統(tǒng)PT控制,CCM模式下輸出電壓必然出現(xiàn)低頻抖振,仿真中該抖振幅值為2.1 V,而電感電流iL1和iL3同樣出現(xiàn)大幅值波動,峰值則分別達(dá)到了2.9 A和2.4 A。值得注意的是,雖然iL3工作在CCM模式下,但電感L1出現(xiàn)了電流斷續(xù)。此時,穩(wěn)態(tài)高低功率脈沖形成循環(huán)周期,在一個周期內(nèi)的組合規(guī)律為16PH+36PL,且該脈沖組合周期遠(yuǎn)大于開關(guān)周期,導(dǎo)致電壓控制不及時,出現(xiàn)了幅值較大的電壓和電流低頻抖振。當(dāng)電容電流反饋系數(shù)β=0.02時,電壓低頻抖振的周期變小,低頻紋波幅值也相應(yīng)降低,此時的脈沖組合規(guī)律變?yōu)?1PH+6PL,可以測得SIQBC輸出電壓紋波幅值變?yōu)?.22 V,電感電流iL1和iL3的峰值也相應(yīng)減小,變?yōu)?.7 A和1.1 A,其中iL3的峰值降幅尤為明顯。此時,兩電感電流均工作在CCM狀態(tài)。當(dāng)設(shè)置電容電流反饋系數(shù)β=0.2時,SIQBC輸出電壓紋波幅值進(jìn)一步降低,幅值變?yōu)?.1 V,控制脈沖循環(huán)為2PH+1PL,這說明SIQBC只需在3個開關(guān)周期內(nèi)即可控制輸出電壓,從根本上抑制了輸出電壓的低頻抖振行為,如圖8(c)所示。圖8(c)中的仿真結(jié)果同時表明,穩(wěn)態(tài)時輸出電壓總是略低于參考電壓,表明本文提出的方法是存在控制偏差的(靜差),這一點(diǎn)與傳統(tǒng)PT控制特性一致。

當(dāng)負(fù)載為50 Ω時,不同β取值下的SIQBC仿真波形如圖9所示。

圖9 電容信息反饋PT控制SIQBCR=50 Ω時的仿真圖

可以看出,當(dāng)β的取值為0時(傳統(tǒng)PT),可在輸出側(cè)監(jiān)測到大幅值的電壓低頻抖振行為,振蕩幅值達(dá)到了2.5 V;同時,低頻抖振行為也反映在電感電流的波形上,測試發(fā)現(xiàn)電流iL1和iL3幅值分別達(dá)到了6 A和4.3 A。當(dāng)反饋系數(shù)β=0.02時,電容電流信息引入了反饋控制回路,可以發(fā)現(xiàn)輸出電壓低頻抖振幅值有一定的減小,幅值降為0.2 V,而電流iL1和iL3幅值也分別降低為4.5 A和2.4 A。但是,由于電容電流信息反饋系數(shù)偏小,控制效果并不明顯。當(dāng)反饋系數(shù)增大到β=0.2時,輸出電壓低頻抖振得到了很好的抑制,此時輸出電壓紋波幅值降為0.09 V,電流iL1和iL3幅值分別降為4.6 A和1.9 A,且均工作在CCM狀態(tài),此時高低功率控制脈沖的組合規(guī)律變?yōu)?PH-1PL,即在3個開關(guān)周期內(nèi)即可及時調(diào)整輸出電壓。上述仿真結(jié)果表明,在不同的負(fù)載條件下,本文提出的電容信息反饋PT控制SIQBC均能夠有效抑制CCM狀態(tài)下輸出電壓的低頻抖振行為。

電容電流反饋系數(shù)β反映了電容電流信息對變換器反饋控制環(huán)路的作用強(qiáng)度,直接影響到變換器輸出側(cè)電壓紋波的大小。因此,需要優(yōu)化β的取值范圍,以盡可能降低輸出電壓紋波幅值。本文以不同的負(fù)載工況為例,依據(jù)式(27),研究了在負(fù)載阻抗取值分別為100 Ω和50 Ω的情況下,變換器輸出電壓和電流紋波與β變化的變換關(guān)系,數(shù)值計算結(jié)果如圖10所示。其中,曲線Δv(1)和Δi(1)表示R=100 Ω時的輸出電壓和電容電流峰峰值;曲線Δv(2)和Δi(2)表示R=50 Ω時輸出電壓和電容電流峰峰值。由該數(shù)值分析結(jié)果可知,當(dāng)β取值在0.2附近時,輸出紋波較小,可以有效地消除低頻振蕩。

圖10 變換器輸出電壓、電容電流峰峰值隨電流反饋系數(shù)的變化趨勢圖

4.3 暫態(tài)仿真

快速的暫態(tài)響應(yīng)能力是本文所提PT控制SIQBC的優(yōu)勢之一。為驗證該SIQBC的瞬態(tài)響應(yīng)特性,本節(jié)給出負(fù)載突變條件下的仿真測試結(jié)果。

當(dāng)負(fù)載R從100 Ω突減到50 Ω時輸出電壓和電感電流波形如圖11所示。當(dāng)負(fù)載R從50 Ω突增到100 Ω時,輸出電壓、電感電流波形如圖12所示。其中,圖12(a)為傳統(tǒng)PT控制策略下SIQBC的電壓和電流仿真波形;圖12(b)為本文提出控制策略下SIQBC的電壓和電流仿真波形,其中電流反饋系數(shù)β取0.2。通過仿真結(jié)果對比可見,在傳統(tǒng)PT控制下,輸出電壓在負(fù)載突變時的調(diào)節(jié)時間為3 ms,電感電流出現(xiàn)了斷續(xù),電流幅值的波動明顯,且峰值較大;在本文提出的控制下,輸出電壓的暫態(tài)響應(yīng)時間僅為0.5 ms,電壓和電感電流紋波峰峰值分別為100 mV和0.4 A,相比于傳統(tǒng)PT控制,低頻抖振的幅值大大減小?？梢钥闯?本文提出的反饋控制方法不僅能有效抑制輸出電壓低頻抖振現(xiàn)象,同時保證了SIQBC的快速響應(yīng)速度。

圖11 負(fù)載R從100 Ω切換到50 Ω時瞬態(tài)響應(yīng)仿真波形

圖12 負(fù)載R從50 Ω切換到100 Ω時瞬態(tài)響應(yīng)仿真波形

5 實(shí)驗驗證

5.1 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗波形

為了進(jìn)一步驗證本文提出控制策略的有效性,搭建了一臺輸入電壓12 V、輸出電壓48 V的SIQBC實(shí)驗樣機(jī)。在本文提出的控制策略下,設(shè)置負(fù)載測試條件R=100 Ω時,SIQBC的輸出電壓、電流iL3以及驅(qū)動脈沖信號的實(shí)驗測試波形如圖13所示。

圖13 電容信息反饋PT控制SIQBCR=100 Ω時的實(shí)驗波形圖

當(dāng)電容電流反饋系數(shù)β=0,本文提出的控制方法等同于傳統(tǒng)PT控制,如圖13(a)所示,可以測得SIQBC輸出電壓低頻抖振幅值為2.4 V,電感電流iL3波動幅值為2.2 A,高、低脈沖循環(huán)時間遠(yuǎn)大于開關(guān)周期,對應(yīng)控制脈沖組合規(guī)律為45PH+31PL,該脈沖組合周期是開關(guān)周期的76倍。當(dāng)電容電流反饋系數(shù)β變?yōu)?.02時,SIQBC輸出電壓仍存在低頻抖振,且抖振幅值略有下降,變?yōu)?.7 V,電感L3電流波動幅值降為1.1 A,高、低脈沖循環(huán)時間仍大于開關(guān)周期,脈沖組合規(guī)律變?yōu)?9PH+21PL,脈沖組合周期等于50倍的開關(guān)周期,如圖13(b)所示。在圖13(c)中,當(dāng)反饋系數(shù)β設(shè)置為0.2,在電容電流反饋信號的作用下,SIQBC輸出低頻抖振的電壓紋波幅值大大減小,降為0.15 V,電感L3的電流波動幅值降低為1.1 A,脈沖組合規(guī)律為3PH+4PL,僅為7倍的開關(guān)周期。

上述實(shí)驗結(jié)果表明,CCM工作模式下,傳統(tǒng)PT控制SIQBC輸出電壓存在無法消除的大幅度低頻抖振行為,高低功率脈沖循環(huán)周期較長,電感電流的波動也較大。在這樣的工作條件下,SIQBC中功率器件承受較大的峰值電壓和電流,功率損耗增加,影響服役壽命。對于本文提出控制策略下的SIQBC,選擇合適的反饋系數(shù)可以有效抑制輸出電壓的低頻抖振幅值,大大改善輸出電壓質(zhì)量。

5.2 暫態(tài)實(shí)驗波形

為了對比驗證本文提出的電容信息反饋PT控制SIQBC的暫態(tài)特性,測試其在負(fù)載突變情況下的瞬態(tài)響應(yīng)波形如圖14所示。實(shí)驗測試中,負(fù)載電阻從100 Ω突減至50 Ω,對于傳統(tǒng)PT控制SIQBC,其負(fù)載突減時輸出電壓和電感電流的實(shí)測波形如圖14(a)所示。測試結(jié)果表明,當(dāng)負(fù)載的功率增加后,輸出電壓低頻抖振的幅值也明顯變大了,對應(yīng)電感電流的幅值也大幅增加,其峰峰值增加了約1倍。在發(fā)生負(fù)載突變的瞬間,輸出電壓響應(yīng)比較迅速,其暫態(tài)響應(yīng)時間約為2 ms。在本文提出的控制策略下,當(dāng)電容電流反饋系數(shù)的取值為0.2時,實(shí)驗測得負(fù)載突變工況下SIQBC輸出電壓和電感電流如圖14(b)所示。可以看出,負(fù)載突變前后輸出電壓和電感電流的峰峰值沒有明顯變化,測得負(fù)載突變暫態(tài)響應(yīng)時間約為0.5 ms,遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)PT控制方法。SIQBC的輸出電壓和電感電流的低頻紋波幅值大大減小,輸出電壓的穩(wěn)定值約有0.08 V的靜態(tài)偏差,這一測試結(jié)果也與仿真結(jié)果一致。

圖14 負(fù)載從100 Ω切換到50 Ω時瞬態(tài)響應(yīng)實(shí)驗波形

上述實(shí)驗結(jié)果表明,本文提出的電容電流信息反饋PT控制SIQBC不僅能有效抑制低抖振現(xiàn)象,在負(fù)載擾動下維持輸出電壓穩(wěn)定,與傳統(tǒng)PT控制相比,其瞬態(tài)響應(yīng)速度也更快。

6 結(jié)論

本文針對CCM模式下傳統(tǒng)PT控制SIQBC存在的電壓低頻抖振現(xiàn)象的問題,提出一種電容電流信息反饋型PT控制方法,并將其應(yīng)用到SIQBC。數(shù)值建模和理論分析結(jié)果表明,該SIQBC的輸出電壓低頻紋波的大小與負(fù)載側(cè)電容電流密切相關(guān),在反饋控制環(huán)路中引入負(fù)載側(cè)電容電流的信息,有助于控制器準(zhǔn)確選擇控制脈沖,及時有效抑制低頻抖振電壓紋波。對于負(fù)載側(cè)電容的取值,可根據(jù)SIQBC穩(wěn)態(tài)工作時的電壓紋波系數(shù)設(shè)計要求確定。同時,負(fù)載側(cè)電容電流反饋系數(shù)的大小對低頻電壓紋波的抑制效果有直接影響,應(yīng)針對不同的運(yùn)行工況和系統(tǒng)參數(shù),合理設(shè)計電流反饋系數(shù)。通過本文的研究工作,可為PT控制SIQBC的低頻振蕩電壓問題提供解決思路和參考方案,如引入電容電流、電感電壓等狀態(tài)信息至PT控制器的反饋環(huán)路,協(xié)助PT控制器正確選擇控制脈沖,在保證響應(yīng)快速性的同時,降低輸出低頻電壓紋波。