王 鑫，郭 祺，涂春鳴，侯玉超，肖 凡

（國(guó)家電能變換與控制工程技術(shù)研究中心（湖南大學(xué)），湖南省 長(zhǎng)沙市 410082）

0 引言

伴隨著中國(guó)鐵路路網(wǎng)規(guī)模的持續(xù)擴(kuò)大［1］，電分相與負(fù)序等電能質(zhì)量問(wèn)題成為制約電氣化鐵路進(jìn)一步發(fā)展的主要因素［2-4］?；陔娏﹄娮蛹夹g(shù)的貫通牽引供電裝置為同時(shí)消弭電分相、負(fù)序、諧波等問(wèn)題提供了新的機(jī)遇［5］。為了減少有源/無(wú)源器件數(shù)目，降低貫通牽引供電系統(tǒng)的改造成本，一種基于兩相并聯(lián)輸入-單相級(jí)聯(lián)輸出結(jié)構(gòu)的新型混合式貫通牽引供電裝置（novel hybrid advanced co-phase traction power supply device，NH-ACTPSD）于近期提出［6］。作為貫通牽引供電系統(tǒng)的核心電源，NH-ACTPSD的運(yùn)行可靠性對(duì)電氣化鐵路整體的安全、穩(wěn)定運(yùn)行具有重要意義。然而，NH-ACTPSD 是典型的含多級(jí)電能變換型的大容量電力電子設(shè)備，大量功率器件的使用導(dǎo)致NH-ACTPSD 整體故障概率提升，單一功率模塊的故障可能引發(fā)整個(gè)系統(tǒng)內(nèi)部發(fā)生連鎖故障，甚至宕機(jī)［7］。因此，內(nèi)部模塊故障下NHACTPSD 的可靠供電問(wèn)題值得重點(diǎn)關(guān)注。

當(dāng)前，實(shí)現(xiàn)電力電子裝置容錯(cuò)運(yùn)行的主流方法可分為硬件冗余法與軟件控制法兩類。而硬件冗余法可進(jìn)一步細(xì)分為裝置冗余備用法與模塊冗余備用法。一方面，傳統(tǒng)異相或同相牽引供電系統(tǒng)常采用2 套裝置相互備用的措施［8-9］來(lái)保證牽引系統(tǒng)供電可靠性。但貫通牽引供電裝置所需有源器件數(shù)目較大，若借鑒上述方法則必將帶來(lái)成本高昂、體積龐大等問(wèn)題，傳統(tǒng)牽引供電系統(tǒng)的故障容錯(cuò)方案已難以適用于貫通牽引供電系統(tǒng)。另一方面，模塊冗余法是大功率電力電子裝置的常見(jiàn)容錯(cuò)手段［10］，即通過(guò)在裝置內(nèi)部增加硬件額外的冗余模塊，當(dāng)裝置內(nèi)部模塊發(fā)生故障時(shí)，投入冗余模塊替代故障模塊原有功能［11］，以實(shí)現(xiàn)裝置穩(wěn)定運(yùn)行的目標(biāo)［12］。然而，硬件冗余法雖可有效提升系統(tǒng)可靠性，但均以增加裝置成本、降低裝置利用率為代價(jià)，經(jīng)濟(jì)性較差，一定程度上限制了其推廣與應(yīng)用［13］。

相比之下，軟件控制法則無(wú)須增加額外硬件設(shè)備，僅通過(guò)對(duì)控制或調(diào)制方法進(jìn)行調(diào)整［14］，以確保裝置在內(nèi)部模塊故障期間的穩(wěn)定運(yùn)行，是當(dāng)前更為主流的研究對(duì)象［15］。目前，既有容錯(cuò)控制研究主要采用健康模塊升壓、零序電壓注入、容錯(cuò)調(diào)制等手段實(shí)現(xiàn)內(nèi)部模塊故障下多模塊電力電子裝置的額定功率輸出、電壓穩(wěn)定、三相電壓平衡等目標(biāo)。例如，在內(nèi)部模塊發(fā)生故障時(shí)，典型解決方案是直接旁路故障模塊，并提升剩余健康模塊的直流側(cè)電壓與輸出功率［16-17］，以保證裝置額定功率與電壓輸出；文獻(xiàn)［18-19］通過(guò)調(diào)整三相電力電子裝置的相電壓差值，進(jìn)而保持線電壓幅值恒定；文獻(xiàn)［20］則提出內(nèi)部模塊故障下的容錯(cuò)調(diào)制技術(shù)，利用冗余開(kāi)關(guān)狀態(tài)實(shí)現(xiàn)三相線電壓平衡。然而，區(qū)別于既有裝置及容錯(cuò)控制技術(shù)，在NH-ACTPSD 發(fā)生內(nèi)部模塊故障后，需充分考慮輸入/輸出級(jí)功率耦合與多模塊容量約束等自身結(jié)構(gòu)特性，實(shí)現(xiàn)負(fù)序電流抑制、額定電壓與額定功率輸出等目標(biāo)。

因此，如何充分挖掘NH-ACTPSD 內(nèi)部供電架構(gòu)的特點(diǎn)與優(yōu)勢(shì)，在無(wú)須添加硬件設(shè)備的情況下，構(gòu)建一種面向網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流抑制、最大功率輸出等多目標(biāo)需求的NH-ACTPSD 內(nèi)部容錯(cuò)控制機(jī)制對(duì)于保障貫通供電系統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)性和可靠性意義重大。為此，本文通過(guò)全面分析NH-ACTPSD 內(nèi)部輸入與輸出模塊的故障特性，提出一種面向內(nèi)部輸入/輸出模塊故障的主動(dòng)容錯(cuò)控制技術(shù)，解決了在不同模塊故障下的負(fù)序分量、功率越限、主動(dòng)旁路等問(wèn)題，為貫通牽引供電系統(tǒng)的推廣與發(fā)展提供有益借鑒。

1 NH-ACTPSD 的結(jié)構(gòu)及正常模式控制

本章主要介紹NH-ACTPSD 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及正常工作模式下的控制方法。NH-ACTPSD 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，其由牽引變壓器、單相多繞組變壓器與兩相并聯(lián)輸入-單相級(jí)聯(lián)輸出變換器共同組成。圖1 中，ua、ub、uc為110 kV/220 kV 電網(wǎng)三相電壓；uα、uβ為牽引變壓器副邊兩相電壓有效值，取值為27.5 kV；uαi、uβi（i=1，2，…，N）分別為兩相-單相變換器輸入端口模塊αi與βi的電壓，且uαi=uα/N，uβi=uβ/N，其中，N為輸入端口的模塊數(shù)目；Lαi、Lβi分別為輸入端口模塊αi與βi的濾波電感；Udci與Ci分別為直流側(cè)電壓與直流電容；γi表示輸出端口模塊；Lγ與uγ分別為輸出端口濾波電感與電壓。

圖1 NH-ACTPSD 拓?fù)銯ig.1 Topology of NH-ACTPSD

正常模式下，NH-ACTPSD 的控制由輸入端口控制部分與輸出端口控制部分共同組成，如圖2（a）、（c）和（d）所示。圖中：Udc，ref為正常工作模式下直流側(cè)參考電壓；Qref表示兩相-單相變換器輸入端口的無(wú)功功率參考值；iαi、iβi為輸入端口模塊電流；idi、iqi為dq坐標(biāo)軸下輸入端口模塊電流；idi，ref、iqi，ref為dq坐標(biāo)軸下輸入端口模塊電流參考值；udi、uqi為dq坐標(biāo)軸下輸入端口模塊電壓；uαi，ref、uβi，ref為正常工作模式下輸入端口模塊的參考電壓；ω為角速度；Pγ，ref、Qγ，ref分別為輸出端口有功和無(wú)功功率參考值；udγ、uqγ為dq坐標(biāo)軸下輸出端口電壓；idγ、iqγ為dq坐標(biāo)軸下輸出端口電流；uγ，ref為輸出端口參考電壓；uγi，ref為輸出端口各模塊參考電壓；fγ為載波參考值；fγi為輸出模塊載波；Mγi為輸出端口各模塊調(diào)制系數(shù)；PI 表示比例-積分控制器；PLL 表示鎖相環(huán)；SPWM 表示正弦脈寬調(diào)制；PWMγi表示輸出端口各模塊脈寬調(diào)制信號(hào)。

圖2 NH-ACTPSD 主動(dòng)容錯(cuò)控制方法Fig.2 Active fault-tolerant control method of NH-ACTPSD

正常模式下，輸出端口控制輸出功率/牽引網(wǎng)電壓為牽引負(fù)荷供電［21-22］。輸入端口控制則需保證兩相輸入模塊功率均分、二次紋波傳遞抑制、直流側(cè)電壓穩(wěn)定3 個(gè)目標(biāo)。其中，功率均分與二次紋波傳遞抑制實(shí)現(xiàn)方法已在文獻(xiàn)［6］中進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明，此處不再贅述，下面將著重介紹直流電壓穩(wěn)定控制能力。通常，對(duì)于多端口共直流母線結(jié)構(gòu)而言，主從控制是當(dāng)前的主流方法（即由某一端口作為主控制器穩(wěn)定直流側(cè)電壓，其余端口作為從控制器保障輸出功率）。然而，主從控制方法可靠性較低，當(dāng)主控制模塊發(fā)生故障時(shí)，整個(gè)系統(tǒng)將面臨崩潰。而在本文NH-ACTPSD 控制中，直流側(cè)電壓由輸入模塊αi與βi共同控制，即使某一模塊發(fā)生故障，直流側(cè)電壓仍可由另一模塊穩(wěn)定，可有效提升裝置可靠性。

2 NH-ACTPSD 內(nèi)部故障分類

NH-ACTPSD 作為典型的多功率模塊電力電子裝置，內(nèi)部功率模塊故障是常見(jiàn)的故障類型。如何實(shí)現(xiàn)故障狀態(tài)下的裝置穩(wěn)定運(yùn)行與故障模塊主動(dòng)隔離，提升系統(tǒng)容錯(cuò)運(yùn)行能力十分關(guān)鍵。內(nèi)部模塊故障后，NH-ACTPSD 的動(dòng)作流程及故障類型劃分如圖3 所示。圖中：SM 表示子模塊。

圖3 模塊故障后NH-ACTPSD 運(yùn)行流程與故障分類Fig.3 Operation process and fault classification of NH-ACTPSD after module fault

首先，故障發(fā)生后NH-ACTPSD 將進(jìn)入故障工作狀態(tài)，通過(guò)故障檢測(cè)技術(shù)判斷模塊故障位置與故障類型，并對(duì)故障模塊進(jìn)行隔離。目前，關(guān)于故障快速檢測(cè)與模塊隔離方面已有較多研究［23-24］，本文不再對(duì)該部分進(jìn)行介紹。根據(jù)內(nèi)部模塊的故障位置及故障特征，本文將NH-ACTPSD 的故障類型分為兩種：類型Ⅰ，輸入模塊故障，即兩相并聯(lián)輸入模塊αx或βx發(fā)生故障；類型Ⅱ，輸出模塊故障，即級(jí)聯(lián)輸出模塊γx發(fā)生故障。其次，根據(jù)不同故障類型與故障特性，啟動(dòng)對(duì)應(yīng)的容錯(cuò)運(yùn)行控制方法，不同類型的故障特性及容錯(cuò)控制方法將在后文進(jìn)行詳細(xì)敘述。最后，根據(jù)容錯(cuò)控制調(diào)整不同模塊控制指令，實(shí)現(xiàn)NH-ACTPSD 的容錯(cuò)運(yùn)行。

3 內(nèi)部故障類型Ⅰ的特性分析及容錯(cuò)控制

當(dāng)輸入端口模塊αx或βx故障時(shí)，NH-ACTPSD將面臨2 個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題：健康模塊功率越限、網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流。下面對(duì)上述問(wèn)題進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。

3.1 健康模塊功率越限抑制

NH-ACTPSD 正常運(yùn)行時(shí)，輸入端口模塊αi與βi同時(shí)控制直流母線電壓Udci，輸出端口模塊γi保證牽引負(fù)荷供電，此時(shí)內(nèi)部功率平衡滿足：

式中：Pαi、Pβi和Pγi分別為模塊αi、βi和γi的輸出功率，流向牽引網(wǎng)為正；Pload為負(fù)荷功率。

輸入模塊故障前后功率流動(dòng)示意圖如圖4 所示。其中，iγ為輸出端口電流，uγi為輸出端口各模塊的等效電壓。正常運(yùn)行時(shí)輸入端口模塊αx與βx功率滿足Pαx+Pβx=Pγx，且兩者小于輸入端口模塊最大功率Pαβ，max，即Pαx=Pβx≤Pαβ，max。

圖4 輸入模塊故障前后功率流動(dòng)示意圖Fig.4 Schematic diagram of power flow before and after input module fault

然而，當(dāng)模塊αx故障后，輸出端口模塊γx功率完全由模塊βx提供，即Pβx=Pγx，且可能超過(guò)輸入端口模塊功率上限，即Pβx≥Pαβ，max。其中，功率上限可由模塊耐流值計(jì)算得到：

式中：Iαβ，max為模塊最大耐流值。由于模塊αx故障后，模塊βx仍需保證直流側(cè)電壓穩(wěn)定，且模塊βx輸出功率無(wú)法直接控制。因此，為了避免模塊βx功率越限，在保證輸出總功率不變的前提下，可通過(guò)調(diào)整輸出端口模塊γx與γi間的功率分配間接實(shí)現(xiàn)。

接下來(lái)，為了得到輸入端口模塊功率越限抑制方法，首先對(duì)各輸出端口模塊的功率影響因素進(jìn)行分析。NH-ACTPSD 輸出端口作為一種單相級(jí)聯(lián)H 橋結(jié)構(gòu)，輸出電壓由各模塊疊加而成。其中，模塊γi調(diào)制波uγi，ref可表示為：

通過(guò)對(duì)模塊γi開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行分析，得到端口輸出電壓表達(dá)式為：

式中：m為載波的諧波次數(shù)；n為基波的諧波次數(shù)；θγi為載波初始相位。

c（m，n）表示為：

式中：k為載波比；Jn（·）為n階貝塞爾函數(shù)。

當(dāng)N個(gè)具有相同直流側(cè)電壓的模塊通過(guò)載波移相方法進(jìn)行級(jí)聯(lián)輸出時(shí)，各模塊載波具有π/N相位差［25］，即θγi=（i-1）π/N。忽略濾波電感電壓，若各模塊直流側(cè)電壓與調(diào)制系數(shù)相等，則NHACTPSD 輸出端口總電壓uγ可進(jìn)一步表示為：

忽略u(píng)γ中的諧波分量，則輸出端口各模塊的總功率Pγ可表示為：

式中：iγ=Iγsin（ωt），為輸出端口電流有效值，其中，Iγ為輸出端口電流幅值。值得指出的是，輸出端口為級(jí)聯(lián)H 橋結(jié)構(gòu)，各模塊輸出電流iγ相等。

故式（7）可進(jìn)一步表示為：

當(dāng)輸出端口總電壓uγ與總功率Pγ不變時(shí)，各模塊的輸出功率Pγi，out與模塊直流側(cè)電壓Udci、調(diào)制系數(shù)Mγi相關(guān)，調(diào)整兩者大小均可實(shí)現(xiàn)輸出端口模塊間功率分配的變化。然而，受輸入端口交流電壓幅值與器件耐壓等級(jí)限制，直流側(cè)電壓可調(diào)控范圍受限。在共直流側(cè)結(jié)構(gòu)中，輸入輸出模塊耐壓上限一致，則直流側(cè)電壓可調(diào)范圍為：|Uαi|≤Udci≤Udc，max，其中，Uαi為uαi的幅值，Udc，max為直流側(cè)電壓最大值。

基于上述分析，本文提出一種基于動(dòng)態(tài)調(diào)制系數(shù)的輸入模塊功率越限抑制方法。在輸入端口模塊故障后，根據(jù)輸出功率Pγ的變化，動(dòng)態(tài)計(jì)算輸出端口模塊的調(diào)制系數(shù)與，通過(guò)降低模塊γx的輸出功率，間接抑制模塊βx功率越限。且整個(gè)故障過(guò)程中，輸出端口整體功率保持恒定，功率越限抑制策略如圖2（e）所示。

式中：kx為模塊γx的調(diào)整系數(shù)，其值可表征模塊βx的功率越限狀態(tài)與程度；ki為模塊γi的調(diào)整系數(shù)。

kx與ki的計(jì)算方法如下：

kx=1 時(shí)，表示輸出功率較小，不會(huì)發(fā)生模塊功率越限問(wèn)題；0≤kx＜1 時(shí)，表示模塊βx將發(fā)生功率越限，且越限程度與kx呈反比例關(guān)系。調(diào)整后輸出端口的整體輸出功率為：

代入式（9）和式（10），各模塊直流側(cè)電壓Udci相等且保持不變，可得：

由式（12）可知，采用調(diào)制系數(shù)動(dòng)態(tài)變換后，輸出端口的整體功率與故障前一致，保證了系統(tǒng)負(fù)荷穩(wěn)定供電。

3.2 網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流抑制

模塊αx故障后，NH-ACTPSD 輸入端口功率流動(dòng)示意圖見(jiàn)附錄A 圖A1（a）。其中，牽引變壓器二次側(cè)電流iα、iβ與網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流的關(guān)系為：

式中：α=ej120°。根據(jù)式（13），可得輸入端口功率Pα、Pβ與的關(guān)系如附錄A 圖A1（b）所示。

在正常工作模式下，輸入端口模塊αi與βi的功率時(shí)刻相等，即Pαi=Pβi，且Pα與Pβ滿足：

此時(shí)，網(wǎng)側(cè)無(wú)負(fù)序電流產(chǎn)生。然而，在輸入端口模塊αx故障后，Pαx=0，Pα≠Pβ，電網(wǎng)側(cè)將出現(xiàn)負(fù)序電流。由此可見(jiàn)，輸入端口模塊故障后引發(fā)的兩相功率整體不平衡是負(fù)序電流產(chǎn)生的根本原因。

如附錄A 圖A2 所示，在模塊αx故障后，可通過(guò)提升健康模塊αi（i≠x）輸出功率，對(duì)健康模塊αi與βi輸出功率進(jìn)行適當(dāng)?shù)木植坎黄胶庹{(diào)整，即令：

式中：ΔPi為負(fù)序功率補(bǔ)償量。此時(shí)，調(diào)整后的健康模塊功率關(guān)系為Pαβ，max＞＞。但兩相輸入端口功率整體上滿足：

此時(shí)，牽引變壓器二次側(cè)Pα=Pβ，網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流即可被有效抑制?；谏鲜龇治?，本文所提負(fù)序電流抑制方法如圖2（e）所示。首先，采集網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流幅值進(jìn)行反饋，并與負(fù)序電流參考量作差，再經(jīng)過(guò)PI 控制得到負(fù)序補(bǔ)償量ΔPi；其次，根據(jù)輸入端口模塊故障位置，選擇補(bǔ)償分量接入位置；最后，將ΔPi與uαi，ref、uβi，ref進(jìn)行疊加，得到容錯(cuò)運(yùn)行模式下輸入端口模塊的參考電壓。

4 內(nèi)部故障類型Ⅱ的容錯(cuò)控制與特性分析

區(qū)別于輸入端口中各模塊間相互獨(dú)立的并聯(lián)輸入模式，NH-ACTPSD 的輸出端口為級(jí)聯(lián)輸出結(jié)構(gòu)。當(dāng)輸出端口模塊γx故障時(shí)，系統(tǒng)將面臨兩個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題：故障模塊主動(dòng)旁路、健康模塊升壓運(yùn)行。

4.1 故障模塊主動(dòng)旁路

當(dāng)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)內(nèi)部故障時(shí)，常采用外部旁路開(kāi)關(guān)將整個(gè)H 橋模塊進(jìn)行隔離［26］。但實(shí)際上，在單一開(kāi)關(guān)故障后，可充分利用健康開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)主動(dòng)旁路，如附錄A 圖A3 所示。當(dāng)開(kāi)關(guān)S1或S3故障時(shí)，可調(diào)整S2或S4為常通狀態(tài)，即Mode 1；當(dāng)開(kāi)關(guān)S2或S4故障時(shí)，可調(diào)整S1或S3為常通狀態(tài)，即Mode 2。進(jìn)而得到在容錯(cuò)運(yùn)行模式下，輸出端口故障模塊x的脈寬調(diào)制信號(hào)，充分利用非故障器件，實(shí)現(xiàn)故障模塊的主動(dòng)旁路。

4.2 健康模塊升壓運(yùn)行

由前文分析可知，影響輸出端電壓幅值的主要因素包含功率單元數(shù)目N、調(diào)制系數(shù)Mγi與直流側(cè)電壓Udci。因此，在輸出端口模塊故障后，可通過(guò)對(duì)健康模塊調(diào)制系數(shù)與直流側(cè)電壓的調(diào)整，保證輸出電壓幅值恒定。 基于已有研究，本文根據(jù)NHACTPSD 的特點(diǎn)對(duì)升壓比例進(jìn)行設(shè)計(jì)，具體如下。

輸出端口模塊γx故障后，忽略高頻分量，則輸出電壓可表示為：

若令故障前后輸出電壓保持不變，即uγ=，可得：

式中：Uγ為uγ的幅值；為容錯(cuò)運(yùn)行模式下直流側(cè)電壓參考值。在輸出端口模塊故障后，若健康模塊直流側(cè)電壓之和仍滿足（N-1）Udci≥MmaxUγ（Mmax為輸出端口調(diào)制系數(shù)上限），為保證電壓幅值Uγ恒定，可優(yōu)先增大健康模塊的調(diào)制系數(shù)，令：

若故障后健康模塊直流側(cè)電壓之和（N-1）Udci＜MmaxUγ，可在器件耐壓等級(jí)限制下適當(dāng)增大直流側(cè)電壓幅值，令：

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提內(nèi)部故障容錯(cuò)控制的可行性與有效性，本文基于RT-LAB 硬件在環(huán)平臺(tái)搭建小功率NH-ACTPSD 實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，控制算法在DSP28335 中進(jìn)行實(shí)現(xiàn)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1 所示。

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 1 Experimental parameters

5.1 輸入端口模塊故障時(shí)的容錯(cuò)控制驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)工況：0～1 s 期間，NH-ACTPSD 向牽引網(wǎng)輸出功率Pγ=30 kW；0～0.3 s 時(shí)裝置處于正常工作模式；0.3 s 時(shí)模塊α1故障；0.3～0.5 s 期間仍采用正常工作模式下的控制；0.5 s 時(shí)啟動(dòng)功率越限抑制；0.7 s 時(shí)啟動(dòng)網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流抑制。

如圖5（a）所示，在0～0.3 s 模塊α1與β1正常運(yùn)行，此時(shí)兩者輸出功率保持均分，Pα1=Pβ1=5 kW；0.3 s 時(shí)，模塊α1發(fā)生故障，輸出功率Pα1跌至0，此時(shí)，直流側(cè)電壓仍可保持穩(wěn)定，且模塊β1輸出功率Pβ1迅速上升至10 kW 以補(bǔ)償模塊α1功率缺額。在0.3～0.5 s 期間，Pβ1＞Pαβ，max，模塊β1功率越限運(yùn)行；在0.5 s 時(shí)，動(dòng)態(tài)調(diào)整輸出端口各模塊調(diào)制系數(shù)，Pβ1功率迅速降低至7.5 kW，有效解決了功率越限問(wèn)題。

圖5 模塊α1 故障下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms when module α1 is faulty

整個(gè)輸入端口模塊故障過(guò)程中，健康模塊αi與βi輸出功率及直流側(cè)電壓波形如圖5（b）所示（由于健康模塊波形一致，此處僅展示模塊α2與β2波形），網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流幅值Ia及三相電流（ia、ib、ic）波形如圖5（d）所示。在0.3～0.7 s 期間，由于兩相輸入端口功率整體不平衡，Pα1+Pα2+Pα3＜Pβ1+Pβ2+Pβ3，公共電網(wǎng)側(cè)存在負(fù)序電流。在0.7 s 時(shí)啟動(dòng)負(fù)序電流抑制，調(diào)整健康模塊Pα2、Pα3輸出功率，電網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流迅速降低，直至減少為0，網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流被有效抑制。

5.2 輸出端口模塊故障時(shí)的容錯(cuò)控制驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)工況：0～1 s 期間，NH-ACTPSD 向牽引網(wǎng)輸出功率Pγ=30 kW；0～0.3 s 時(shí)裝置處于正常工作模式；0.3 s 時(shí)模塊γ1故障（S1開(kāi)路）；0.3～0.5 s 期間仍采用正常工作模式下的控制；0.5 s 時(shí)啟動(dòng)故障模塊主動(dòng)旁路；0.7 s 時(shí)啟動(dòng)健康模塊升壓運(yùn)行控制。

輸出端口模塊γ1故障下模塊α1與β1的輸出功率及直流側(cè)電壓波形如圖6（a）所示，健康模塊αi與βi的輸出功率及直流側(cè)電壓波形如圖6（b）所示。

圖6 模塊γ1 故障下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms when module γ1 is faulty

在0.3～0.5 s 模塊γ1故障后，由于輸出電平+Udc1的缺失，模塊γ1輸出功率減小。模塊α1與β1功率跟隨模塊γ1功率降低，由5 kW 降低至2.5 kW。0.5 s 時(shí)，模塊γ1主動(dòng)旁路啟動(dòng)，模塊α1與β1功率降低至0，同時(shí)，健康模塊α2、α3與β2、β3功率則迅速上升至7.5 kW，補(bǔ)償故障模塊的功率缺額。在0.7～1 s，啟動(dòng)健康模塊升壓運(yùn)行控制，根據(jù)指令計(jì)算結(jié)果，健康模塊直流側(cè)電壓Udci開(kāi)始升壓至520 V，為裝置運(yùn)行提供可靠保障。

輸出端口模塊故障下NH-ACTPSD 輸出端口的功率及電壓如圖6（c）所示，整個(gè)過(guò)程中裝置輸出功率與電壓保持恒定，滿足負(fù)荷供電需求。網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流幅值及三相電流波形如圖6（d）所示，本文所提容錯(cuò)運(yùn)行控制方法可有效抑制網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流，為裝置穩(wěn)定運(yùn)行提供保障。

6 結(jié)語(yǔ)

為了兼顧貫通牽引供電系統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)性與可靠性，實(shí)現(xiàn)NH-ACTPSD 的容錯(cuò)運(yùn)行，本文提出一種基于多模塊協(xié)同的NH-ACTPSD 內(nèi)部主動(dòng)容錯(cuò)控制技術(shù)。通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證本文控制方法的有效性，并得出如下結(jié)論：

1）在任意端口故障下，所提兩相輸入端口共同控制直流側(cè)電壓的方法仍可保證直流側(cè)電壓穩(wěn)定，提升裝置運(yùn)行可靠性。

2）在輸入端口模塊故障時(shí)，本文所提動(dòng)態(tài)調(diào)制系數(shù)與功率局部不平衡控制方法可有效避免健康模塊功率越限，抑制網(wǎng)側(cè)負(fù)序電流。

3）在輸出端口模塊故障時(shí)，所提容錯(cuò)控制方法可實(shí)現(xiàn)故障模塊的主動(dòng)旁路，避免旁路開(kāi)關(guān)的使用；同時(shí)，通過(guò)改變直流側(cè)電壓與調(diào)制系數(shù)，保證了裝置輸出功率與電壓穩(wěn)定。

值得指出的是，本文提出的容錯(cuò)控制實(shí)際上利用了電力電子裝置所保留的安全裕量。一旦NHACTPSD 的功率模塊被旁路，也意味著裝置的安全裕度與抵抗干擾能力降低。因此，當(dāng)NH-ACTPSD發(fā)生內(nèi)部故障容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)，亦應(yīng)盡快尋找合適的時(shí)機(jī)更換被旁路的動(dòng)力裝置，以恢復(fù)系統(tǒng)的安全裕量。此外，本文僅以單一模塊故障作為研究背景，暫未考慮多模塊故障等惡劣情況，后續(xù)將針對(duì)上述問(wèn)題開(kāi)展深入研究。

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