分相級(jí)聯(lián)大容量高壓直流變壓器拓?fù)浼翱刂撇呗?/h1>
2023-09-18 07:38:16吳小丹殷子寒朱海勇
電力系統(tǒng)自動(dòng)化 2023年17期
吳小丹，殷子寒，朱海勇
（1.南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇省 南京市 211102；2.南瑞集團(tuán)有限公司（國(guó)網(wǎng)電力科學(xué)研究院有限公司），江蘇省 南京市 211106）
0 引言
發(fā)展以風(fēng)電及光伏為主體的新能源系統(tǒng)，是實(shí)現(xiàn)中國(guó)“碳達(dá)峰·碳中和”目標(biāo)的一項(xiàng)重要手段［1］。目前，實(shí)現(xiàn)大規(guī)模新能源接入和送出主要通過高壓交流輸電系統(tǒng)和柔性直流輸電系統(tǒng)［2-4］。近年來，采用柔性低頻輸電系統(tǒng)的海上風(fēng)電送出也成為學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究熱點(diǎn)［5-6］。
在傳統(tǒng)交流接入方式中，通過升壓接入高壓交流系統(tǒng)，但交流系統(tǒng)固有的對(duì)地電容過大現(xiàn)象會(huì)導(dǎo)致輸送的有功功率受到限制，這一現(xiàn)象在大容量、遠(yuǎn)距離的集中式新能源送出場(chǎng)合尤為顯著?；谀K化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）的柔性直流輸電系統(tǒng)送出可有效解決傳統(tǒng)交流送出方案存在的上述問題，從而得到廣泛應(yīng)用。然而，基于MMC 構(gòu)建的交流系統(tǒng)和新能源逆變器為主體的系統(tǒng)之間存在較為復(fù)雜的功角及電壓等穩(wěn)定性問題，在故障過程中還存在直流故障電流難以切除及負(fù)序電流抑制等一系列復(fù)雜難題［7-8］。
因此，基于全直流系統(tǒng)的新能源送出方案得到了廣泛關(guān)注［9-11］。在該方案中，以各級(jí)直流變壓器（direct current transformer，DCT）為核心設(shè)備構(gòu)建的直流系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)新能源系統(tǒng)的匯集及送出，并經(jīng)過直流-直流變換直接接入柔性直流輸電等匯集系統(tǒng)。顯然，整個(gè)直流送出系統(tǒng)中不存在相位、功角、頻率及負(fù)序等問題，可大幅度提高成套系統(tǒng)的穩(wěn)定性及可靠性。此外，相比工頻變壓器，在DCT 中采用中頻變壓器進(jìn)行交流部分的隔離可有效降低變壓器的體積和重量，進(jìn)一步降低直流變壓器功率模組直流電容的容值，有效提升DCT 能量密度，從而實(shí)現(xiàn)減小成套系統(tǒng)占地面積和總體投資的目的［12］。因此，開展基于全直流方式下新能源送出方案的相關(guān)研究，具有重要的現(xiàn)實(shí)意義和工程應(yīng)用價(jià)值。
高壓大容量DCT 是實(shí)現(xiàn)全直流送出的關(guān)鍵設(shè)備，也是實(shí)現(xiàn)電能有效變換的基礎(chǔ)。目前，主流的DCT 拓?fù)溆芯чl管諧振型拓?fù)洌?3］、雙有源型拓?fù)洌?4-16］、有源橋和晶閘管等混合型拓?fù)洌?7-18］以及基于MMC 的組合式拓?fù)涞龋?0，19］。在具體的組合方式上，又有輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)（IPOS）等4 種方式［20］。在高壓大容量應(yīng)用場(chǎng)合，可滿足功率雙向傳遞的主要是基于MMC 型的拓?fù)洌墨I(xiàn)［10］給出了基于MMC 帶隔離和非隔離的典型DCT 拓?fù)?，并給出了對(duì)比分析。文獻(xiàn)［10，21-22］提出了基于單相MMC的隔離型DCT 及控制策略。該拓?fù)渚哂幸欢ǔ杀緝?yōu)勢(shì)，而和單相電力電子變換器拓?fù)漕愃疲撏負(fù)浯嬖谥蓄l二倍頻電流波動(dòng)流入直流側(cè)的潛在風(fēng)險(xiǎn)［23］。文獻(xiàn)［22，24］提出了基于三相MMC 的隔離型DCT，但是該拓?fù)涞母邏簜?cè)對(duì)功率器件數(shù)目需求較多，其占地和成本仍不可忽視。面向未來滿足全直流大容量新能源送出工程應(yīng)用的現(xiàn)實(shí)需求，實(shí)現(xiàn)百兆瓦級(jí)的大容量換流、降低單相MMC 型直流側(cè)二倍頻電流注入、實(shí)現(xiàn)中高壓直流側(cè)能量雙向傳輸、滿足換流閥輕量化及減少占地等一系列現(xiàn)實(shí)需求仍應(yīng)在實(shí)際應(yīng)用中予以克服。
為此，本文提出了一種適用于高壓大容量應(yīng)用場(chǎng)合且可實(shí)現(xiàn)電能雙向傳遞的DCT 拓?fù)洌涓邏簜?cè)采用基于半H 橋的3 個(gè)單相MMC 級(jí)聯(lián)的方式，中壓側(cè)采用三相MMC 形式，并通過中頻變壓器進(jìn)行隔離［25］。該拓?fù)渚邆淞己玫碾娔茌敵鲑|(zhì)量且對(duì)功率器件的需求較少。然后，提出了實(shí)現(xiàn)高、中壓側(cè)完全解耦的控制方案。在高壓側(cè)，通過5 個(gè)層級(jí)的逐級(jí)層次化控制實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)級(jí)聯(lián)單相MMC 橋臂功率模組直流側(cè)電容電壓的完全穩(wěn)定。在此基礎(chǔ)上，通過V/f閉環(huán)控制構(gòu)建400 Hz 中頻系統(tǒng)以實(shí)現(xiàn)高壓和中壓直流間的能量轉(zhuǎn)換。中壓側(cè)三相MMC則通過dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系統(tǒng)下的正、負(fù)序雙閉環(huán)控制，并附加靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的橋臂環(huán)流抑制實(shí)現(xiàn)中壓側(cè)輸出直流電壓的穩(wěn)定。最后，搭建電磁暫態(tài)仿真模型，并通過穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)及暫態(tài)仿真全面驗(yàn)證所提拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行院涂尚行浴?/p>
1 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器拓?fù)浼翱刂埔?/h2>1.1 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器拓?fù)?/h3>
圖1 給出了所提分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中，各子模塊（SM）均采用半H 橋結(jié)構(gòu)。高壓側(cè)通過3 個(gè)單相MMC 串聯(lián)而成，從而滿足接入高壓柔性直流輸電系統(tǒng)的需要，各單相MMC 輸出的交流端口接入中頻交流變壓器，中頻變壓器降壓后接入中壓三相MMC。
圖1 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器拓?fù)銯ig.1 Topology of split-phase cascaded high-voltage DC transformer
為便于分析，圖1 中直流變壓器高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 分別定義為HMMC1、HMMC2、HMMC3。HMMCi（i=1，2，3）的4 個(gè)橋臂電流分別為ipai、inai、ipbi、inbi，HMMCi橋臂xy(x=p，n；y=a，b)的第j號(hào)功率模塊的電容電壓表示為udc，xyij(j=1，2，…，N)，其中，N為高壓側(cè)各橋臂功率模組的數(shù)目。其余橋臂功率模組電容電壓定義類似。高壓側(cè)各MMC 輸出的交流電壓分別為uhA、uhB、uhC，流入高壓側(cè)MMC的三相交流電流分別為ihA、ihB、ihC；高壓側(cè)MMC 橋臂電感為L(zhǎng)h；高壓側(cè)直流母線電壓為uhd，流出高壓側(cè)直流母線的電流為ihd；經(jīng)過中頻變壓器后的中壓側(cè)MMC 交流電壓分別為umA、umB、umC，流入中壓側(cè)MMC 的三相交流電流分別為imA、imB、imC；中壓側(cè)MMC 的6 個(gè)橋臂電流分別為ipAm、inAm、ipBm、inBm、ipCm及inCm；中壓側(cè)MMC 橋臂電感為L(zhǎng)m；中壓側(cè)直流母線電壓為umd，流入中壓側(cè)直流母線的電流為imd。
1.2 性能及經(jīng)濟(jì)性對(duì)比分析
重點(diǎn)對(duì)比分相級(jí)聯(lián)MMC 型DCT、附錄A 圖A1 所示三相MMC 型DCT 及附錄A 圖A2 所示單相MMC 型DCT。3 種典型拓?fù)涞闹饕阅芗敖?jīng)濟(jì)性對(duì)比如表1 所示。表中：nh和nm分別為所提DCT拓?fù)涓邏簜?cè)和中壓側(cè)單個(gè)橋臂模塊數(shù)目；IGBT 表示絕緣柵雙極型晶體管。
表1 基于MMC 拓?fù)涞腄CT 性能及經(jīng)濟(jì)性對(duì)比Table 1 Performance and economic comparison of DCT based on MMC topology
由表1 可見，相比附錄A 圖A1 給出的三相MMC 隔離型DCT，所提拓?fù)湓诟邏簜?cè)可減少約1/3 的功率器件，換流閥的成本優(yōu)勢(shì)明顯。而相比附錄A 圖A2 給出的單相MMC 隔離型DCT 存在的二倍頻波動(dòng)現(xiàn)象，所提拓?fù)鋭t可實(shí)現(xiàn)三相中頻交流功率在高壓及中壓直流側(cè)送入及送出側(cè)的自平衡，在未來工程應(yīng)用中無(wú)須考慮在高壓及中壓側(cè)設(shè)置高頻濾波器以濾除二倍中頻諧波電流的問題。
對(duì)中頻變壓器，由后續(xù)章節(jié)分析及仿真可見，該變壓器3 個(gè)獨(dú)立繞組間均耐受差模中頻交流電壓，因此，其三相繞組磁設(shè)計(jì)等可沿用常規(guī)變壓器的設(shè)計(jì)方法。而通過適當(dāng)增強(qiáng)變壓器三相繞組對(duì)地及繞組間的絕緣能力，即可滿足中頻變壓器三相繞組對(duì)地存在的直流電壓偏置要求。此外，綜合考慮中頻變壓器體積、重量、損耗及DCT 中頻側(cè)控制保護(hù)系統(tǒng)對(duì)頻率的要求［22］，本文選取中頻頻率為400 Hz。
綜上所述，所提分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器可以兼顧高性能及良好的經(jīng)濟(jì)性，未來具有顯著的工程應(yīng)用前景。
1.3 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器控制要求
為實(shí)現(xiàn)圖1 所示的直流變壓器在控制上的完全解耦，將控制策略分別設(shè)計(jì)為高壓側(cè)控制及中壓側(cè)控制，且確保兩側(cè)控制之間沒有強(qiáng)關(guān)聯(lián)性。
1.3.1 高壓側(cè)控制要求
為實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 橋臂直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，提出5 個(gè)層級(jí)的均壓策略。通過逐級(jí)控制，實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 各橋臂功率模組電容電壓的完全穩(wěn)定。
高壓側(cè)第1 層控制通過從高壓直流母線吸收有功直流電流ihd，實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有橋臂功率模組電容電壓總和的穩(wěn)定；高壓側(cè)第2 層控制在第1 層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)3 個(gè)MMC 橋臂輸出電壓的共模直流分量Δuhbg，i來微調(diào)各MMC間的有功功率，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)各MMC 間橋臂功率模組電容電壓總和的均衡；高壓側(cè)第3 層控制在第1、2層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)各MMC 橋臂內(nèi)的直流環(huán)流Δihdcciry，i實(shí)現(xiàn)其A 相（含有pa 及na 橋臂）和B 相（含有pb 及nb 橋臂）2 個(gè)橋臂間功率模組電容電壓的均衡；高壓側(cè)第4 層控制在第1 至3 層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)各MMC 橋臂內(nèi)的中頻交流環(huán)流Δi′haccirxy，i實(shí)現(xiàn)其A 相和B 相各自上、下橋臂間功率模組電容電壓的均衡；高壓側(cè)第5 層控制在第1 至4層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過橋臂內(nèi)的均壓控制實(shí)現(xiàn)橋臂內(nèi)各功率模組電容電壓的均衡。
通過所設(shè)計(jì)的5 層均壓控制策略，可以實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有橋臂功率模組電容電壓的完全均衡。此外，在設(shè)計(jì)第3、4 層均壓控制策略時(shí)，需確保注入的環(huán)流分量不流入直流變壓器的高壓直流母線及高壓中頻交流側(cè)，從而確保高壓側(cè)橋臂均壓控制的完全解耦。
在高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 功率模組電容電壓完全穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過V/f開環(huán)或閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)中頻電壓uhA、uhB、uhC的穩(wěn)定輸出，中頻變壓器進(jìn)而感應(yīng)出中壓側(cè)中頻電壓umA、umB、umC。
1.3.2 中壓側(cè)控制要求
由于中壓側(cè)MMC 為三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，三相交流輸入側(cè)采用dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系統(tǒng)下的控制方法。此外，為實(shí)現(xiàn)對(duì)橋臂環(huán)流的抑制，本文采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的橋臂電流直接控制策略。
通過高、中壓側(cè)的控制，可實(shí)現(xiàn)高壓直流至中壓直流的轉(zhuǎn)換，從而滿足中壓側(cè)光伏等直流設(shè)備接入的需求。同時(shí)，也可以滿足高壓側(cè)向中壓側(cè)供電的需求，即實(shí)現(xiàn)有功潮流的雙向流動(dòng)。
2 控制策略的提出及實(shí)現(xiàn)
以下分別對(duì)所提拓?fù)涞目刂撇呗宰鞒鼍唧w說明。
2.1 高壓側(cè)控制策略
圖2 給出了分相級(jí)聯(lián)直流變壓器高壓側(cè)的控制框圖。其中，V/f控制采用閉環(huán)控制策略。
圖2 直流變壓器高壓側(cè)控制策略Fig.2 Control strategy of DC transformer on high-voltage side
2.1.1 高壓側(cè)第1 層控制
第1 層控制需實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有功率模組電容電壓的穩(wěn)定。將高壓直流母線視為電源，通過從高壓直流母線注入直流電流ihd實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。
假定高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有功率模組電容電壓總和為uhdc，1，在直流變壓器處于穩(wěn)定狀態(tài)后可得：
式中：C為高壓側(cè)功率模組電容容值。
根據(jù)小信號(hào)分析法，在穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近作局部線性化，且視中頻交流側(cè)輸出有功功率為擾動(dòng)，去除式（1）中的更高階分量后可得：
式中：Uhd為高壓側(cè)直流電壓的穩(wěn)態(tài)值；Uhdc，1為高壓側(cè)3 個(gè)MMC 所有橋臂功率模組電容電壓總和的穩(wěn)態(tài)值；Δihd、Δuhdc，1分別為ihd、uhdc，1在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行工作點(diǎn)附近對(duì)應(yīng)的變化值。
根據(jù)式（2），可得到高壓側(cè)直流輸出電流ihd的控制參考值在時(shí)域系統(tǒng)中的控制方程為：
式中：kdc，p1和kdc，i1分別為第1 層控制器的比例、積分參數(shù)；為高壓側(cè)3 個(gè)MMC 所有功率模組電容電壓總和的指令值。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（a）所示。同時(shí)由式（3）可見，第1 層比例-積分（PI）控制器呈現(xiàn)導(dǎo)納性質(zhì)。
2.1.2 高壓側(cè)第2 層控制
由于各MMC 均流過高壓側(cè)直流電流ihd，如圖3（a）所示，通過調(diào)節(jié)各MMC 橋臂輸出電壓中的直流共模分量Δuhbg，i，并和ihd耦合產(chǎn)生有功功率，進(jìn)而調(diào)節(jié)3 個(gè)單相MMC 間的有功平衡。
圖3 高壓側(cè)第2 至4 層均壓控制框圖Fig.3 Block diagram of voltage equalization control for the 2nd to 4th layers at high-voltage side
假定為滿足本層控制目標(biāo)，控制單相MMCi橋臂輸出電壓中共模直流分量的變化量為Δuhbg，i，且由此導(dǎo)致的高壓側(cè)各MMC 的4 個(gè)橋臂電容電壓總和的變化量為Δuhdcall，i。由功率守恒關(guān)系可得：
式中：Uhdcall，i為高壓側(cè)MMCi的4 個(gè)橋臂功率模組電容電壓的總和，在穩(wěn)態(tài)情況下應(yīng)為Uhdc，1的1/3。
第1 層控制確保了3 個(gè)單相MMC 橋臂電容電壓總和的穩(wěn)定。因此，本層控制只需確保Δuhdcall，i間保持一致。定義高壓側(cè)MMC 橋臂電容電壓總和的平均值uhdcall，avg為：
式中：uhdcall，i為HMMCi的4 個(gè)橋臂功率模組電容電壓的總和。
根據(jù)式（4）、式（5），為確保本層控制不影響第1層控制，可得本層控制在時(shí)域系統(tǒng)中的控制方程為：
式中：kdc，p2和kdc，i2分別為第2 層控制器的比例、積分參數(shù)。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（b）所示。同時(shí)由式（6）可見，第2 層PI 控制器呈現(xiàn)標(biāo)幺特性。
2.1.3 高壓側(cè)第3 層控制
第3 層控制需實(shí)現(xiàn)各MMC 左、右2 個(gè)橋臂功率模組電容電壓總和的均衡。由于3 個(gè)單相MMC 控制策略一致，以HMMC1 的環(huán)流控制為例進(jìn)行說明。
如圖3（b）所示，控制橋臂內(nèi)附加直流環(huán)流Δihdccira，1和Δihdccirb，1使得該環(huán)流和左、右2 個(gè)橋臂輸出電壓中的穩(wěn)態(tài)直流分量uhd/3 耦合產(chǎn)生有功功率，進(jìn)而調(diào)節(jié)左、右橋臂間的功率平衡。假定由Δihdccira，1、Δihdccirb，1導(dǎo)致的HMMC1 左、右橋臂功率模組電容電壓總和的變化量分別為Δuhdca，1、Δuhdcb，1，則根據(jù)能量守恒定律可得：
式中：Uhdcy，i(y=a，b)分別為HMMCi左、右2 個(gè)橋臂功率模組電容電壓的總和，在穩(wěn)態(tài)情況下Uhdca，i、Uhdcb，i應(yīng)相等且為Uhdcall，i的1/2。
同時(shí)，本層控制產(chǎn)生的直流環(huán)流應(yīng)只在各個(gè)MMC 內(nèi)部流通而不流入中頻交流側(cè)及直流側(cè)，從而確保本層控制不影響第1、2 層的控制。根據(jù)式（7），可得到時(shí)域下的控制方程為：
式中：uhdca，i和uhdcb，i分別為HMMCi左、右橋臂功率模組電容電壓的總和；kdc，p3和kdc，i3分別為第3 層控制器的比例、積分參數(shù)。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（c）所示。同時(shí)由式（8）可見，第3 層PI 控制器呈現(xiàn)導(dǎo)納特性。
2.1.4 高壓側(cè)第4 層控制
第4 層控制需實(shí)現(xiàn)各MMC 上、下2 個(gè)橋臂功率模組電容電壓總和的均衡。對(duì)HMMC1 而言，需實(shí)現(xiàn)pa 和na 橋臂以及pb 和nb 橋臂間的功率均衡。以實(shí)現(xiàn)HMMC1 橋臂pa、na 間功率均衡為例，假定HMMC1 橋臂pa、na 功率模組電容電壓總和分別為uhdcpa，1、uhdcna，1。如圖3（c）所示，控制橋臂內(nèi)附加中頻環(huán)流為Δihaccira，1，使得該環(huán)流和中頻交流輸出相電壓0.5uhA耦合產(chǎn)生有功功率，進(jìn)而調(diào)節(jié)橋臂pa、na 間的功率平衡。假定由Δihaccira，1導(dǎo)致的橋臂pa 電容電壓波動(dòng)為Δuhdcpa，1，則根據(jù)橋臂功率平衡原則可得：
式中：Vh為中頻變壓器高壓側(cè)相電壓峰值；ΔIhaccira，i為流經(jīng)橋臂pa 中頻環(huán)流的峰值；Uhdcpa，i為橋臂pa 功率模組電容電壓的總和，在穩(wěn)態(tài)情況下應(yīng)為Uhdca，i的1/2。
根據(jù)式（9），可得到時(shí)域下的電流控制方程為：
式中：kdc，p4和kdc，i4分別為第4 層控制器的比例、積分參數(shù)；uhdcpa，i和uhdcna，i分別為HMMCi的A 相上、下橋臂功率模組電容電壓總和。
由于本層控制產(chǎn)生的環(huán)流為中頻交流分量，因此，需將式（10）產(chǎn)生的電流指令值轉(zhuǎn)換為瞬時(shí)值。同時(shí)，為保證調(diào)節(jié)橋臂pa、na 功率平衡過程中產(chǎn)生的中頻環(huán)流不流入中頻交流側(cè)，則HMMC1 橋臂pa、na 的中頻環(huán)流Δihaccirpa，1和Δihaccirna，1應(yīng)為：
式中：θhA為直流變壓器高壓側(cè)輸出A 相電壓的鎖相環(huán)角度。
同樣，推導(dǎo)過程適用于橋臂pb、nb 的中頻環(huán)流指令Δihaccirpb，1和Δihaccirnb，1，表示為：
式中：ΔIhaccirb，1為對(duì)HMMC1 的pb、nb 橋臂進(jìn)行均壓控制產(chǎn)生的中頻環(huán)流指令，計(jì)算過程類似式（10），不再贅述。
為同時(shí)滿足本層控制的環(huán)流不流入高壓直流側(cè)及高壓交流側(cè)的目標(biāo)，需進(jìn)一步對(duì)式（11）、式（12）產(chǎn)生的中頻環(huán)流指令做進(jìn)一步修正。首先，求取pa和pb 兩個(gè)上橋臂及na 和nb 兩個(gè)下橋臂的零序電流指令Δihaccirp0，1和Δihaccirn0，1如下：
將式（11）、式（12）產(chǎn)生的中頻環(huán)流指令減去式（13）給出的零序分量，即可得到HMMC1 橋臂pa、pb、na、nb 經(jīng)過修正后的中頻環(huán)流指令為：
對(duì)HMMC2、HMMC3 的pa、na 橋臂的均壓控制以及pb、nb 橋臂的均壓控制過程類似，不再贅述。
可以驗(yàn)證，式（13）、式（14）給出的中頻環(huán)流指令可同時(shí)滿足不流入高壓直流側(cè)及中頻交流側(cè)，而僅在各單相MMC 內(nèi)部流通的要求。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（d）所示。同時(shí)可見，第4 層PI 控制器呈現(xiàn)導(dǎo)納特性。
2.1.5 高壓側(cè)第5 層控制
如前所述，第5 層控制需實(shí)現(xiàn)各MMC 各橋臂內(nèi)功率模組電容電壓的均衡。本文采用最近電平逼近法（NLM），實(shí)現(xiàn)過程不再贅述。
2.1.6 高壓側(cè)中頻交流輸出V/f閉環(huán)控制
為實(shí)現(xiàn)中頻變壓器輸出交流電壓的穩(wěn)定，采用自產(chǎn)鎖相環(huán)下的V/f閉環(huán)控制產(chǎn)生uhA、uhB、uhC?？刂颇繕?biāo)為產(chǎn)生各HMMCi橋臂中的中頻電流指令。
由于所提拓?fù)涓邏簜?cè)為分相級(jí)聯(lián)型，3 個(gè)單相MMC 輸出中頻交流電壓互相獨(dú)立且相位互差120°。因此，采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的閉環(huán)控制以實(shí)現(xiàn)3 個(gè)單相中頻交流電壓的穩(wěn)定運(yùn)行。以HMMC1控制建立A 相中頻交流電壓為例，其控制輸出電流參考值在時(shí)域的控制方程為：
HMMC2、HMMC3 通過V/f閉環(huán)控制建立B、C 相中頻交流電壓的控制過程類似，不再贅述。
2.1.7 高壓側(cè)HMMC 電流指令生成
如前所述，高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 的電流指令由4 個(gè)部分組成：1）由2.1.1 節(jié)閉環(huán)產(chǎn)生的直流電流；2）由2.1.3 節(jié)閉環(huán)產(chǎn)生的直流環(huán)流；3）由2.1.4 節(jié)閉環(huán)產(chǎn)生的中頻環(huán)流；4）由2.1.6 節(jié)V/f閉環(huán)產(chǎn)生的中頻輸入電流。
對(duì)HMMC1 而言，橋臂pa、na、pb、nb 的電流指令可表示為：
對(duì)HMMC2 及HMMC3 的橋臂電流指令生成過程完全類似，不再贅述。
2.1.8 高壓側(cè)HMMC 橋臂電壓參考值生成
由2.1.7 節(jié)可知，橋臂電流同時(shí)含有直流及中頻交流分量。為便于控制，本文采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的橋臂電流瞬時(shí)值控制策略。
以HMMC1 橋臂pa 為例進(jìn)行分析，其電路及對(duì)應(yīng)的控制策略如圖4 所示。圖中：Gc（s）為橋臂電流控制器，由于橋臂電流同時(shí)含有直流分量及中頻分量，Gc（s）可使用比例控制器為HMMC1 的pa橋臂輸出電壓指令的參考值。
圖4 高壓側(cè)橋臂瞬時(shí)控制策略Fig.4 Instantaneous control strategy for bridge arm on high-voltage side
根據(jù)MMC 橋臂的投切規(guī)則，并考慮疊加第2層控制輸出，得到HMMC1 橋臂pa、na、pb、nb 的電壓參考值的閉環(huán)控制方程為：
HMMC2 及HMMC3 的橋臂電壓控制方程類似，不再贅述。
2.2 中壓側(cè)控制策略
在完成直流變壓器的高壓側(cè)控制后，中頻變壓器的中壓側(cè)將會(huì)感應(yīng)出中壓中頻電壓。而中壓側(cè)為三相MMC 結(jié)構(gòu)，本文采用正、負(fù)序下的經(jīng)典雙序閉環(huán)控制［26］，如圖5 所示。圖中為三相中壓MMC直流母線電壓參考值為三相中壓MMC 正序電流參考值；umdp、umqp分別為umz（z=A，B，C）中正序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；umdn、umqn分別為umz中負(fù)序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；imdp、imqp分別為imz中正序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；imdn、imqn分別為imz中負(fù)序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；θpll，m為對(duì)umz中正序分量進(jìn)行鎖相得到的角度；Gi（s）為電流內(nèi)環(huán)控制器；ωm為中壓側(cè)系統(tǒng)的角頻率；icir，pA為橋臂pA 的環(huán)流；Gi，cir（s）為橋臂環(huán)流控制器；(x=p，n；z=A，B，C)為橋臂xz環(huán)流控制輸出；和(z=A，B，C)分別為中壓側(cè)MMC 三相橋臂正、負(fù)序電壓參考值。圖5 中，將正序q軸無(wú)功電流指令設(shè)置為0，以保證中頻側(cè)輸出為功率因數(shù)狀態(tài)。同時(shí)，通過負(fù)序電流控制將中頻側(cè)輸出負(fù)序電流控制為0。此外，為抑制橋臂環(huán)流帶來的附加損耗，采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的直接控制將環(huán)流抑制為0。Gi，cir(s)采用比例控制器，控制框圖如圖5（c）所示。6 個(gè)橋臂的環(huán)流icir，xz(x=p，n；z=A，B，C)可表示為：
圖5 中壓側(cè)閉環(huán)控制框圖Fig.5 Block diagram of closed-loop control on medium-voltage side
采用比例控制器并設(shè)置一定的帶寬即可滿足對(duì)中壓側(cè)MMC 橋臂環(huán)流的有效抑制。將圖5（a）正序控制環(huán)輸出、圖5（b）負(fù)序控制環(huán)輸出及圖5（c）的橋臂環(huán)流抑制環(huán)輸出按照?qǐng)D5（d）進(jìn)行綜合，即可得到中壓側(cè)三相MMC 的6 個(gè)橋臂電壓控制參考值。
3 仿真驗(yàn)證
3.1 仿真設(shè)置
通過PSCAD/EMTDC 驗(yàn)證所提直流變壓器拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行裕抡娼泳€如圖1 所示。直流變壓器的高壓側(cè)接入±200 kV 柔性直流輸電系統(tǒng)高壓母線，經(jīng)直流變壓器轉(zhuǎn)換后生成±20 kV 中壓母線。中頻變壓器額定相電壓的變比為57 kV/12 kV，頻率為400 Hz。仿真中±20 kV 側(cè)接入共計(jì)4 組光伏，每組光伏系統(tǒng)額定功率為24 MW，各組光伏通過最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）控制后經(jīng)Boost 變換器升壓為1.5 kV，并經(jīng)1.5 kV/40 kV 升壓后接入直流變壓器所構(gòu)建的中壓母線。直流變壓器中壓側(cè)MMC 控制為功率因數(shù)模式，直流變壓器參數(shù)見附錄B 表B1。
3.2 仿真結(jié)果
分別通過穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)及暫態(tài)仿真驗(yàn)證所提拓?fù)浼捌淇刂撇呗缘挠行浴?/p>
3.2.1 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真
控制光伏系統(tǒng)向DCT 送入有功功率96 MW。圖6 給出了穩(wěn)態(tài)下的仿真波形。
圖6 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真波形Fig.6 Simulation waveforms in steady-state operation
圖6（a）和（b）分別為DCT 的高壓直流側(cè)輸入電壓和中壓直流側(cè)輸出電壓。由圖6（a）和（b）可見，中壓側(cè)輸出正、負(fù)極之間電壓為40 kV，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下輸出電壓穩(wěn)定。圖6（c）和（d）分別為DCT 的高壓側(cè)直流輸出電流和中壓側(cè)直流輸入電流。由圖6（c）和（d）可見，高、中壓側(cè)直流電流穩(wěn)定，滿足設(shè)定的輸出有功功率要求。
圖6（e）和（f）分別為DCT 的高壓側(cè)三相輸出電壓和三相輸入電流。圖6（g）和（h）分別為DCT 的中壓側(cè)三相輸出電壓和三相輸入電流。由圖6（e）和（g）可見，中頻變壓器兩側(cè)中頻交流電壓穩(wěn)定，頻率為400 Hz。由圖6（f）和（h）可見，中頻變壓器兩側(cè)電流穩(wěn)定且保持為單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài)。
圖6（i）為DCT 高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 在a1、a2、a3點(diǎn)的電壓波形。圖6（j）為DCT 高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 在b1、b2、b3點(diǎn)的電壓波形。由圖6（i）可見，a1、a2、a3點(diǎn)電壓分別存在200/3、0、-200/3 kV 的直流偏置，而由圖6（j）可見，b1、b2、b3點(diǎn)電壓存在的直流偏置完全類似。這一點(diǎn)符合預(yù)期和設(shè)計(jì)要求，即傳遞至中頻變壓器中壓側(cè)的交流電壓為無(wú)直流分量的差模電壓。
圖6（k）為DCT 高壓側(cè)HMMC1 橋臂pa、na、pb、nb 的電容電壓平均值波形。圖6（l）為DCT 高壓側(cè)HMMC1橋臂pa、na、pb、nb的電流波形。由圖6（k）可見，HMMC1 橋臂電容電壓平均值穩(wěn)定在控制系統(tǒng)設(shè)定的2.1 kV，均壓特性良好且波動(dòng)以400 Hz 的中頻率為主。由圖6（l）可見，HMMC1 橋臂電流中同時(shí)存在直流及中頻分量，且在正常運(yùn)行時(shí)，其環(huán)流成分較小。由圖6（k）、（l）可見，單相MMC 中處于斜對(duì)角位置橋臂的電流和電容電壓波動(dòng)一致，例如橋臂pa 和橋臂nb 電流完全一致，其電容電壓波動(dòng)也完全一致。而上、下橋臂的電流和電容電壓波動(dòng)反相，例如，橋臂pa 和橋臂na 電流和電容電壓波動(dòng)相位互反180°。這些特點(diǎn)均符合單相MMC 橋臂運(yùn)行特征。
3.2.2 動(dòng)態(tài)運(yùn)行仿真
為驗(yàn)證所提DCT 拓?fù)浼翱刂撇呗栽诠β蕜?dòng)態(tài)階躍下的控制性能，控制光伏系統(tǒng)向DCT 送入的有功功率從48 MW 階躍至96 MW，附錄A 圖A4 給出了其動(dòng)態(tài)運(yùn)行仿真波形。由圖A4 可見，所提DCT及控制策略在動(dòng)態(tài)階躍過程中特性良好，DCT 高壓側(cè)直流電流響應(yīng)時(shí)間約為5 ms，HMMC1、HMMC2及HMMC3 橋臂電流響應(yīng)迅速。而在動(dòng)態(tài)功率階躍過程中，HMMC1、HMMC2 及HMMC3 橋臂pa、pb、na、nb 電容電壓控制穩(wěn)定且一致，表明所提控制策略在動(dòng)態(tài)過程具有良好的均衡控制特性。
3.2.3 暫態(tài)運(yùn)行仿真
為進(jìn)一步驗(yàn)證所提DCT 拓?fù)浼翱刂撇呗栽跁簯B(tài)擾動(dòng)下的控制性能，控制光伏系統(tǒng)向DCT 送入有功功率48 MW，并使得高壓直流側(cè)輸入電壓正極對(duì)地電壓從200 kV 跌落為100 kV 以模擬直流變壓器直流電源在輸入側(cè)的擾動(dòng)。附錄A 圖A5 給出了其動(dòng)態(tài)運(yùn)行仿真波形。由圖A5 可見，在暫態(tài)擾動(dòng)過程中，HMMC1、HMMC2 及HMMC3 橋臂pa、pb、na、nb 電容電壓控制穩(wěn)定，且具有良好的均衡特性和控制響應(yīng)速度。而在高壓直流輸入側(cè)處于擾動(dòng)期間，±20 kV 中壓母線電壓始終維持穩(wěn)定，光伏系統(tǒng)有功功率送出同時(shí)保持穩(wěn)定。綜合上述仿真結(jié)果表明，所提拓?fù)浼翱刂撇呗跃哂辛己玫姆€(wěn)定性和魯棒性。
4 結(jié)語(yǔ)
面向未來大容量、高電壓及能量雙向傳遞要求下新能源全直流送出的工程前景，提出了基于MMC 的分相級(jí)聯(lián)大容量高壓直流變壓器拓?fù)浼翱刂撇呗?。首先，介紹了該拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)高、中壓直流轉(zhuǎn)換的機(jī)理及控制要求，并給出實(shí)現(xiàn)高、中壓側(cè)完全解耦的控制策略。高壓側(cè)設(shè)計(jì)5 個(gè)層次化電容電壓控制架構(gòu)實(shí)現(xiàn)3 個(gè)單相MMC 的完全穩(wěn)定，并通過3 個(gè)單相V/f閉環(huán)控制建立中頻交流電壓。中壓側(cè)MMC采用電流雙序控制，并在靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下進(jìn)行橋臂環(huán)流抑制以實(shí)現(xiàn)中壓側(cè)直流輸出電壓的穩(wěn)定。而交流側(cè)通過中頻變壓器實(shí)現(xiàn)高、中壓側(cè)電氣隔離。最后，搭建電磁暫態(tài)仿真模型，通過穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)及暫態(tài)仿真實(shí)驗(yàn)全面驗(yàn)證所提拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行浴?/p>
本文所提的控制策略也可用于基于MMC 的柔性直流輸電系統(tǒng)及其他直流變壓器拓?fù)涞葢?yīng)用場(chǎng)合。所提拓?fù)湓诠收蠗l件下存在的過電壓及抑制、保護(hù)配置等仍需進(jìn)一步深入研究。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。
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吳小丹，殷子寒，朱海勇
（1.南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇省 南京市 211102；2.南瑞集團(tuán)有限公司（國(guó)網(wǎng)電力科學(xué)研究院有限公司），江蘇省 南京市 211106）
0 引言
發(fā)展以風(fēng)電及光伏為主體的新能源系統(tǒng)，是實(shí)現(xiàn)中國(guó)“碳達(dá)峰·碳中和”目標(biāo)的一項(xiàng)重要手段［1］。目前，實(shí)現(xiàn)大規(guī)模新能源接入和送出主要通過高壓交流輸電系統(tǒng)和柔性直流輸電系統(tǒng)［2-4］。近年來，采用柔性低頻輸電系統(tǒng)的海上風(fēng)電送出也成為學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究熱點(diǎn)［5-6］。
在傳統(tǒng)交流接入方式中，通過升壓接入高壓交流系統(tǒng)，但交流系統(tǒng)固有的對(duì)地電容過大現(xiàn)象會(huì)導(dǎo)致輸送的有功功率受到限制，這一現(xiàn)象在大容量、遠(yuǎn)距離的集中式新能源送出場(chǎng)合尤為顯著?；谀K化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）的柔性直流輸電系統(tǒng)送出可有效解決傳統(tǒng)交流送出方案存在的上述問題，從而得到廣泛應(yīng)用。然而，基于MMC 構(gòu)建的交流系統(tǒng)和新能源逆變器為主體的系統(tǒng)之間存在較為復(fù)雜的功角及電壓等穩(wěn)定性問題，在故障過程中還存在直流故障電流難以切除及負(fù)序電流抑制等一系列復(fù)雜難題［7-8］。
因此，基于全直流系統(tǒng)的新能源送出方案得到了廣泛關(guān)注［9-11］。在該方案中，以各級(jí)直流變壓器（direct current transformer，DCT）為核心設(shè)備構(gòu)建的直流系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)新能源系統(tǒng)的匯集及送出，并經(jīng)過直流-直流變換直接接入柔性直流輸電等匯集系統(tǒng)。顯然，整個(gè)直流送出系統(tǒng)中不存在相位、功角、頻率及負(fù)序等問題，可大幅度提高成套系統(tǒng)的穩(wěn)定性及可靠性。此外，相比工頻變壓器，在DCT 中采用中頻變壓器進(jìn)行交流部分的隔離可有效降低變壓器的體積和重量，進(jìn)一步降低直流變壓器功率模組直流電容的容值，有效提升DCT 能量密度，從而實(shí)現(xiàn)減小成套系統(tǒng)占地面積和總體投資的目的［12］。因此，開展基于全直流方式下新能源送出方案的相關(guān)研究，具有重要的現(xiàn)實(shí)意義和工程應(yīng)用價(jià)值。
高壓大容量DCT 是實(shí)現(xiàn)全直流送出的關(guān)鍵設(shè)備，也是實(shí)現(xiàn)電能有效變換的基礎(chǔ)。目前，主流的DCT 拓?fù)溆芯чl管諧振型拓?fù)洌?3］、雙有源型拓?fù)洌?4-16］、有源橋和晶閘管等混合型拓?fù)洌?7-18］以及基于MMC 的組合式拓?fù)涞龋?0，19］。在具體的組合方式上，又有輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)（IPOS）等4 種方式［20］。在高壓大容量應(yīng)用場(chǎng)合，可滿足功率雙向傳遞的主要是基于MMC 型的拓?fù)洌墨I(xiàn)［10］給出了基于MMC 帶隔離和非隔離的典型DCT 拓?fù)?，并給出了對(duì)比分析。文獻(xiàn)［10，21-22］提出了基于單相MMC的隔離型DCT 及控制策略。該拓?fù)渚哂幸欢ǔ杀緝?yōu)勢(shì)，而和單相電力電子變換器拓?fù)漕愃疲撏負(fù)浯嬖谥蓄l二倍頻電流波動(dòng)流入直流側(cè)的潛在風(fēng)險(xiǎn)［23］。文獻(xiàn)［22，24］提出了基于三相MMC 的隔離型DCT，但是該拓?fù)涞母邏簜?cè)對(duì)功率器件數(shù)目需求較多，其占地和成本仍不可忽視。面向未來滿足全直流大容量新能源送出工程應(yīng)用的現(xiàn)實(shí)需求，實(shí)現(xiàn)百兆瓦級(jí)的大容量換流、降低單相MMC 型直流側(cè)二倍頻電流注入、實(shí)現(xiàn)中高壓直流側(cè)能量雙向傳輸、滿足換流閥輕量化及減少占地等一系列現(xiàn)實(shí)需求仍應(yīng)在實(shí)際應(yīng)用中予以克服。
為此，本文提出了一種適用于高壓大容量應(yīng)用場(chǎng)合且可實(shí)現(xiàn)電能雙向傳遞的DCT 拓?fù)洌涓邏簜?cè)采用基于半H 橋的3 個(gè)單相MMC 級(jí)聯(lián)的方式，中壓側(cè)采用三相MMC 形式，并通過中頻變壓器進(jìn)行隔離［25］。該拓?fù)渚邆淞己玫碾娔茌敵鲑|(zhì)量且對(duì)功率器件的需求較少。然后，提出了實(shí)現(xiàn)高、中壓側(cè)完全解耦的控制方案。在高壓側(cè)，通過5 個(gè)層級(jí)的逐級(jí)層次化控制實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)級(jí)聯(lián)單相MMC 橋臂功率模組直流側(cè)電容電壓的完全穩(wěn)定。在此基礎(chǔ)上，通過V/f閉環(huán)控制構(gòu)建400 Hz 中頻系統(tǒng)以實(shí)現(xiàn)高壓和中壓直流間的能量轉(zhuǎn)換。中壓側(cè)三相MMC則通過dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系統(tǒng)下的正、負(fù)序雙閉環(huán)控制，并附加靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的橋臂環(huán)流抑制實(shí)現(xiàn)中壓側(cè)輸出直流電壓的穩(wěn)定。最后，搭建電磁暫態(tài)仿真模型，并通過穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)及暫態(tài)仿真全面驗(yàn)證所提拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行院涂尚行浴?/p>
1 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器拓?fù)浼翱刂埔?/h2>1.1 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器拓?fù)?/h3>
圖1 給出了所提分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中，各子模塊（SM）均采用半H 橋結(jié)構(gòu)。高壓側(cè)通過3 個(gè)單相MMC 串聯(lián)而成，從而滿足接入高壓柔性直流輸電系統(tǒng)的需要，各單相MMC 輸出的交流端口接入中頻交流變壓器，中頻變壓器降壓后接入中壓三相MMC。
圖1 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器拓?fù)銯ig.1 Topology of split-phase cascaded high-voltage DC transformer
為便于分析，圖1 中直流變壓器高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 分別定義為HMMC1、HMMC2、HMMC3。HMMCi（i=1，2，3）的4 個(gè)橋臂電流分別為ipai、inai、ipbi、inbi，HMMCi橋臂xy(x=p，n；y=a，b)的第j號(hào)功率模塊的電容電壓表示為udc，xyij(j=1，2，…，N)，其中，N為高壓側(cè)各橋臂功率模組的數(shù)目。其余橋臂功率模組電容電壓定義類似。高壓側(cè)各MMC 輸出的交流電壓分別為uhA、uhB、uhC，流入高壓側(cè)MMC的三相交流電流分別為ihA、ihB、ihC；高壓側(cè)MMC 橋臂電感為L(zhǎng)h；高壓側(cè)直流母線電壓為uhd，流出高壓側(cè)直流母線的電流為ihd；經(jīng)過中頻變壓器后的中壓側(cè)MMC 交流電壓分別為umA、umB、umC，流入中壓側(cè)MMC 的三相交流電流分別為imA、imB、imC；中壓側(cè)MMC 的6 個(gè)橋臂電流分別為ipAm、inAm、ipBm、inBm、ipCm及inCm；中壓側(cè)MMC 橋臂電感為L(zhǎng)m；中壓側(cè)直流母線電壓為umd，流入中壓側(cè)直流母線的電流為imd。
1.2 性能及經(jīng)濟(jì)性對(duì)比分析
重點(diǎn)對(duì)比分相級(jí)聯(lián)MMC 型DCT、附錄A 圖A1 所示三相MMC 型DCT 及附錄A 圖A2 所示單相MMC 型DCT。3 種典型拓?fù)涞闹饕阅芗敖?jīng)濟(jì)性對(duì)比如表1 所示。表中：nh和nm分別為所提DCT拓?fù)涓邏簜?cè)和中壓側(cè)單個(gè)橋臂模塊數(shù)目；IGBT 表示絕緣柵雙極型晶體管。
表1 基于MMC 拓?fù)涞腄CT 性能及經(jīng)濟(jì)性對(duì)比Table 1 Performance and economic comparison of DCT based on MMC topology
由表1 可見，相比附錄A 圖A1 給出的三相MMC 隔離型DCT，所提拓?fù)湓诟邏簜?cè)可減少約1/3 的功率器件，換流閥的成本優(yōu)勢(shì)明顯。而相比附錄A 圖A2 給出的單相MMC 隔離型DCT 存在的二倍頻波動(dòng)現(xiàn)象，所提拓?fù)鋭t可實(shí)現(xiàn)三相中頻交流功率在高壓及中壓直流側(cè)送入及送出側(cè)的自平衡，在未來工程應(yīng)用中無(wú)須考慮在高壓及中壓側(cè)設(shè)置高頻濾波器以濾除二倍中頻諧波電流的問題。
對(duì)中頻變壓器，由后續(xù)章節(jié)分析及仿真可見，該變壓器3 個(gè)獨(dú)立繞組間均耐受差模中頻交流電壓，因此，其三相繞組磁設(shè)計(jì)等可沿用常規(guī)變壓器的設(shè)計(jì)方法。而通過適當(dāng)增強(qiáng)變壓器三相繞組對(duì)地及繞組間的絕緣能力，即可滿足中頻變壓器三相繞組對(duì)地存在的直流電壓偏置要求。此外，綜合考慮中頻變壓器體積、重量、損耗及DCT 中頻側(cè)控制保護(hù)系統(tǒng)對(duì)頻率的要求［22］，本文選取中頻頻率為400 Hz。
綜上所述，所提分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器可以兼顧高性能及良好的經(jīng)濟(jì)性，未來具有顯著的工程應(yīng)用前景。
1.3 分相級(jí)聯(lián)高壓直流變壓器控制要求
為實(shí)現(xiàn)圖1 所示的直流變壓器在控制上的完全解耦，將控制策略分別設(shè)計(jì)為高壓側(cè)控制及中壓側(cè)控制，且確保兩側(cè)控制之間沒有強(qiáng)關(guān)聯(lián)性。
1.3.1 高壓側(cè)控制要求
為實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 橋臂直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，提出5 個(gè)層級(jí)的均壓策略。通過逐級(jí)控制，實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 各橋臂功率模組電容電壓的完全穩(wěn)定。
高壓側(cè)第1 層控制通過從高壓直流母線吸收有功直流電流ihd，實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有橋臂功率模組電容電壓總和的穩(wěn)定；高壓側(cè)第2 層控制在第1 層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)3 個(gè)MMC 橋臂輸出電壓的共模直流分量Δuhbg，i來微調(diào)各MMC間的有功功率，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)各MMC 間橋臂功率模組電容電壓總和的均衡；高壓側(cè)第3 層控制在第1、2層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)各MMC 橋臂內(nèi)的直流環(huán)流Δihdcciry，i實(shí)現(xiàn)其A 相（含有pa 及na 橋臂）和B 相（含有pb 及nb 橋臂）2 個(gè)橋臂間功率模組電容電壓的均衡；高壓側(cè)第4 層控制在第1 至3 層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)各MMC 橋臂內(nèi)的中頻交流環(huán)流Δi′haccirxy，i實(shí)現(xiàn)其A 相和B 相各自上、下橋臂間功率模組電容電壓的均衡；高壓側(cè)第5 層控制在第1 至4層控制穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過橋臂內(nèi)的均壓控制實(shí)現(xiàn)橋臂內(nèi)各功率模組電容電壓的均衡。
通過所設(shè)計(jì)的5 層均壓控制策略，可以實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有橋臂功率模組電容電壓的完全均衡。此外，在設(shè)計(jì)第3、4 層均壓控制策略時(shí)，需確保注入的環(huán)流分量不流入直流變壓器的高壓直流母線及高壓中頻交流側(cè)，從而確保高壓側(cè)橋臂均壓控制的完全解耦。
在高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 功率模組電容電壓完全穩(wěn)定的基礎(chǔ)上，通過V/f開環(huán)或閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)中頻電壓uhA、uhB、uhC的穩(wěn)定輸出，中頻變壓器進(jìn)而感應(yīng)出中壓側(cè)中頻電壓umA、umB、umC。
1.3.2 中壓側(cè)控制要求
由于中壓側(cè)MMC 為三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，三相交流輸入側(cè)采用dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系統(tǒng)下的控制方法。此外，為實(shí)現(xiàn)對(duì)橋臂環(huán)流的抑制，本文采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的橋臂電流直接控制策略。
通過高、中壓側(cè)的控制，可實(shí)現(xiàn)高壓直流至中壓直流的轉(zhuǎn)換，從而滿足中壓側(cè)光伏等直流設(shè)備接入的需求。同時(shí)，也可以滿足高壓側(cè)向中壓側(cè)供電的需求，即實(shí)現(xiàn)有功潮流的雙向流動(dòng)。
2 控制策略的提出及實(shí)現(xiàn)
以下分別對(duì)所提拓?fù)涞目刂撇呗宰鞒鼍唧w說明。
2.1 高壓側(cè)控制策略
圖2 給出了分相級(jí)聯(lián)直流變壓器高壓側(cè)的控制框圖。其中，V/f控制采用閉環(huán)控制策略。
圖2 直流變壓器高壓側(cè)控制策略Fig.2 Control strategy of DC transformer on high-voltage side
2.1.1 高壓側(cè)第1 層控制
第1 層控制需實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有功率模組電容電壓的穩(wěn)定。將高壓直流母線視為電源，通過從高壓直流母線注入直流電流ihd實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。
假定高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 所有功率模組電容電壓總和為uhdc，1，在直流變壓器處于穩(wěn)定狀態(tài)后可得：
式中：C為高壓側(cè)功率模組電容容值。
根據(jù)小信號(hào)分析法，在穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近作局部線性化，且視中頻交流側(cè)輸出有功功率為擾動(dòng)，去除式（1）中的更高階分量后可得：
式中：Uhd為高壓側(cè)直流電壓的穩(wěn)態(tài)值；Uhdc，1為高壓側(cè)3 個(gè)MMC 所有橋臂功率模組電容電壓總和的穩(wěn)態(tài)值；Δihd、Δuhdc，1分別為ihd、uhdc，1在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行工作點(diǎn)附近對(duì)應(yīng)的變化值。
根據(jù)式（2），可得到高壓側(cè)直流輸出電流ihd的控制參考值在時(shí)域系統(tǒng)中的控制方程為：
式中：kdc，p1和kdc，i1分別為第1 層控制器的比例、積分參數(shù)；為高壓側(cè)3 個(gè)MMC 所有功率模組電容電壓總和的指令值。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（a）所示。同時(shí)由式（3）可見，第1 層比例-積分（PI）控制器呈現(xiàn)導(dǎo)納性質(zhì)。
2.1.2 高壓側(cè)第2 層控制
由于各MMC 均流過高壓側(cè)直流電流ihd，如圖3（a）所示，通過調(diào)節(jié)各MMC 橋臂輸出電壓中的直流共模分量Δuhbg，i，并和ihd耦合產(chǎn)生有功功率，進(jìn)而調(diào)節(jié)3 個(gè)單相MMC 間的有功平衡。
圖3 高壓側(cè)第2 至4 層均壓控制框圖Fig.3 Block diagram of voltage equalization control for the 2nd to 4th layers at high-voltage side
假定為滿足本層控制目標(biāo)，控制單相MMCi橋臂輸出電壓中共模直流分量的變化量為Δuhbg，i，且由此導(dǎo)致的高壓側(cè)各MMC 的4 個(gè)橋臂電容電壓總和的變化量為Δuhdcall，i。由功率守恒關(guān)系可得：
式中：Uhdcall，i為高壓側(cè)MMCi的4 個(gè)橋臂功率模組電容電壓的總和，在穩(wěn)態(tài)情況下應(yīng)為Uhdc，1的1/3。
第1 層控制確保了3 個(gè)單相MMC 橋臂電容電壓總和的穩(wěn)定。因此，本層控制只需確保Δuhdcall，i間保持一致。定義高壓側(cè)MMC 橋臂電容電壓總和的平均值uhdcall，avg為：
式中：uhdcall，i為HMMCi的4 個(gè)橋臂功率模組電容電壓的總和。
根據(jù)式（4）、式（5），為確保本層控制不影響第1層控制，可得本層控制在時(shí)域系統(tǒng)中的控制方程為：
式中：kdc，p2和kdc，i2分別為第2 層控制器的比例、積分參數(shù)。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（b）所示。同時(shí)由式（6）可見，第2 層PI 控制器呈現(xiàn)標(biāo)幺特性。
2.1.3 高壓側(cè)第3 層控制
第3 層控制需實(shí)現(xiàn)各MMC 左、右2 個(gè)橋臂功率模組電容電壓總和的均衡。由于3 個(gè)單相MMC 控制策略一致，以HMMC1 的環(huán)流控制為例進(jìn)行說明。
如圖3（b）所示，控制橋臂內(nèi)附加直流環(huán)流Δihdccira，1和Δihdccirb，1使得該環(huán)流和左、右2 個(gè)橋臂輸出電壓中的穩(wěn)態(tài)直流分量uhd/3 耦合產(chǎn)生有功功率，進(jìn)而調(diào)節(jié)左、右橋臂間的功率平衡。假定由Δihdccira，1、Δihdccirb，1導(dǎo)致的HMMC1 左、右橋臂功率模組電容電壓總和的變化量分別為Δuhdca，1、Δuhdcb，1，則根據(jù)能量守恒定律可得：
式中：Uhdcy，i(y=a，b)分別為HMMCi左、右2 個(gè)橋臂功率模組電容電壓的總和，在穩(wěn)態(tài)情況下Uhdca，i、Uhdcb，i應(yīng)相等且為Uhdcall，i的1/2。
同時(shí)，本層控制產(chǎn)生的直流環(huán)流應(yīng)只在各個(gè)MMC 內(nèi)部流通而不流入中頻交流側(cè)及直流側(cè)，從而確保本層控制不影響第1、2 層的控制。根據(jù)式（7），可得到時(shí)域下的控制方程為：
式中：uhdca，i和uhdcb，i分別為HMMCi左、右橋臂功率模組電容電壓的總和；kdc，p3和kdc，i3分別為第3 層控制器的比例、積分參數(shù)。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（c）所示。同時(shí)由式（8）可見，第3 層PI 控制器呈現(xiàn)導(dǎo)納特性。
2.1.4 高壓側(cè)第4 層控制
第4 層控制需實(shí)現(xiàn)各MMC 上、下2 個(gè)橋臂功率模組電容電壓總和的均衡。對(duì)HMMC1 而言，需實(shí)現(xiàn)pa 和na 橋臂以及pb 和nb 橋臂間的功率均衡。以實(shí)現(xiàn)HMMC1 橋臂pa、na 間功率均衡為例，假定HMMC1 橋臂pa、na 功率模組電容電壓總和分別為uhdcpa，1、uhdcna，1。如圖3（c）所示，控制橋臂內(nèi)附加中頻環(huán)流為Δihaccira，1，使得該環(huán)流和中頻交流輸出相電壓0.5uhA耦合產(chǎn)生有功功率，進(jìn)而調(diào)節(jié)橋臂pa、na 間的功率平衡。假定由Δihaccira，1導(dǎo)致的橋臂pa 電容電壓波動(dòng)為Δuhdcpa，1，則根據(jù)橋臂功率平衡原則可得：
式中：Vh為中頻變壓器高壓側(cè)相電壓峰值；ΔIhaccira，i為流經(jīng)橋臂pa 中頻環(huán)流的峰值；Uhdcpa，i為橋臂pa 功率模組電容電壓的總和，在穩(wěn)態(tài)情況下應(yīng)為Uhdca，i的1/2。
根據(jù)式（9），可得到時(shí)域下的電流控制方程為：
式中：kdc，p4和kdc，i4分別為第4 層控制器的比例、積分參數(shù)；uhdcpa，i和uhdcna，i分別為HMMCi的A 相上、下橋臂功率模組電容電壓總和。
由于本層控制產(chǎn)生的環(huán)流為中頻交流分量，因此，需將式（10）產(chǎn)生的電流指令值轉(zhuǎn)換為瞬時(shí)值。同時(shí)，為保證調(diào)節(jié)橋臂pa、na 功率平衡過程中產(chǎn)生的中頻環(huán)流不流入中頻交流側(cè)，則HMMC1 橋臂pa、na 的中頻環(huán)流Δihaccirpa，1和Δihaccirna，1應(yīng)為：
式中：θhA為直流變壓器高壓側(cè)輸出A 相電壓的鎖相環(huán)角度。
同樣，推導(dǎo)過程適用于橋臂pb、nb 的中頻環(huán)流指令Δihaccirpb，1和Δihaccirnb，1，表示為：
式中：ΔIhaccirb，1為對(duì)HMMC1 的pb、nb 橋臂進(jìn)行均壓控制產(chǎn)生的中頻環(huán)流指令，計(jì)算過程類似式（10），不再贅述。
為同時(shí)滿足本層控制的環(huán)流不流入高壓直流側(cè)及高壓交流側(cè)的目標(biāo)，需進(jìn)一步對(duì)式（11）、式（12）產(chǎn)生的中頻環(huán)流指令做進(jìn)一步修正。首先，求取pa和pb 兩個(gè)上橋臂及na 和nb 兩個(gè)下橋臂的零序電流指令Δihaccirp0，1和Δihaccirn0，1如下：
將式（11）、式（12）產(chǎn)生的中頻環(huán)流指令減去式（13）給出的零序分量，即可得到HMMC1 橋臂pa、pb、na、nb 經(jīng)過修正后的中頻環(huán)流指令為：
對(duì)HMMC2、HMMC3 的pa、na 橋臂的均壓控制以及pb、nb 橋臂的均壓控制過程類似，不再贅述。
可以驗(yàn)證，式（13）、式（14）給出的中頻環(huán)流指令可同時(shí)滿足不流入高壓直流側(cè)及中頻交流側(cè)，而僅在各單相MMC 內(nèi)部流通的要求。
本層閉環(huán)控制框圖如附錄A 圖A3（d）所示。同時(shí)可見，第4 層PI 控制器呈現(xiàn)導(dǎo)納特性。
2.1.5 高壓側(cè)第5 層控制
如前所述，第5 層控制需實(shí)現(xiàn)各MMC 各橋臂內(nèi)功率模組電容電壓的均衡。本文采用最近電平逼近法（NLM），實(shí)現(xiàn)過程不再贅述。
2.1.6 高壓側(cè)中頻交流輸出V/f閉環(huán)控制
為實(shí)現(xiàn)中頻變壓器輸出交流電壓的穩(wěn)定，采用自產(chǎn)鎖相環(huán)下的V/f閉環(huán)控制產(chǎn)生uhA、uhB、uhC?？刂颇繕?biāo)為產(chǎn)生各HMMCi橋臂中的中頻電流指令。
由于所提拓?fù)涓邏簜?cè)為分相級(jí)聯(lián)型，3 個(gè)單相MMC 輸出中頻交流電壓互相獨(dú)立且相位互差120°。因此，采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的閉環(huán)控制以實(shí)現(xiàn)3 個(gè)單相中頻交流電壓的穩(wěn)定運(yùn)行。以HMMC1控制建立A 相中頻交流電壓為例，其控制輸出電流參考值在時(shí)域的控制方程為：
HMMC2、HMMC3 通過V/f閉環(huán)控制建立B、C 相中頻交流電壓的控制過程類似，不再贅述。
2.1.7 高壓側(cè)HMMC 電流指令生成
如前所述，高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 的電流指令由4 個(gè)部分組成：1）由2.1.1 節(jié)閉環(huán)產(chǎn)生的直流電流；2）由2.1.3 節(jié)閉環(huán)產(chǎn)生的直流環(huán)流；3）由2.1.4 節(jié)閉環(huán)產(chǎn)生的中頻環(huán)流；4）由2.1.6 節(jié)V/f閉環(huán)產(chǎn)生的中頻輸入電流。
對(duì)HMMC1 而言，橋臂pa、na、pb、nb 的電流指令可表示為：
對(duì)HMMC2 及HMMC3 的橋臂電流指令生成過程完全類似，不再贅述。
2.1.8 高壓側(cè)HMMC 橋臂電壓參考值生成
由2.1.7 節(jié)可知，橋臂電流同時(shí)含有直流及中頻交流分量。為便于控制，本文采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的橋臂電流瞬時(shí)值控制策略。
以HMMC1 橋臂pa 為例進(jìn)行分析，其電路及對(duì)應(yīng)的控制策略如圖4 所示。圖中：Gc（s）為橋臂電流控制器，由于橋臂電流同時(shí)含有直流分量及中頻分量，Gc（s）可使用比例控制器為HMMC1 的pa橋臂輸出電壓指令的參考值。
圖4 高壓側(cè)橋臂瞬時(shí)控制策略Fig.4 Instantaneous control strategy for bridge arm on high-voltage side
根據(jù)MMC 橋臂的投切規(guī)則，并考慮疊加第2層控制輸出，得到HMMC1 橋臂pa、na、pb、nb 的電壓參考值的閉環(huán)控制方程為：
HMMC2 及HMMC3 的橋臂電壓控制方程類似，不再贅述。
2.2 中壓側(cè)控制策略
在完成直流變壓器的高壓側(cè)控制后，中頻變壓器的中壓側(cè)將會(huì)感應(yīng)出中壓中頻電壓。而中壓側(cè)為三相MMC 結(jié)構(gòu)，本文采用正、負(fù)序下的經(jīng)典雙序閉環(huán)控制［26］，如圖5 所示。圖中為三相中壓MMC直流母線電壓參考值為三相中壓MMC 正序電流參考值；umdp、umqp分別為umz（z=A，B，C）中正序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；umdn、umqn分別為umz中負(fù)序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；imdp、imqp分別為imz中正序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；imdn、imqn分別為imz中負(fù)序分量對(duì)應(yīng)的d、q值；θpll，m為對(duì)umz中正序分量進(jìn)行鎖相得到的角度；Gi（s）為電流內(nèi)環(huán)控制器；ωm為中壓側(cè)系統(tǒng)的角頻率；icir，pA為橋臂pA 的環(huán)流；Gi，cir（s）為橋臂環(huán)流控制器；(x=p，n；z=A，B，C)為橋臂xz環(huán)流控制輸出；和(z=A，B，C)分別為中壓側(cè)MMC 三相橋臂正、負(fù)序電壓參考值。圖5 中，將正序q軸無(wú)功電流指令設(shè)置為0，以保證中頻側(cè)輸出為功率因數(shù)狀態(tài)。同時(shí)，通過負(fù)序電流控制將中頻側(cè)輸出負(fù)序電流控制為0。此外，為抑制橋臂環(huán)流帶來的附加損耗，采用靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下的直接控制將環(huán)流抑制為0。Gi，cir(s)采用比例控制器，控制框圖如圖5（c）所示。6 個(gè)橋臂的環(huán)流icir，xz(x=p，n；z=A，B，C)可表示為：
圖5 中壓側(cè)閉環(huán)控制框圖Fig.5 Block diagram of closed-loop control on medium-voltage side
采用比例控制器并設(shè)置一定的帶寬即可滿足對(duì)中壓側(cè)MMC 橋臂環(huán)流的有效抑制。將圖5（a）正序控制環(huán)輸出、圖5（b）負(fù)序控制環(huán)輸出及圖5（c）的橋臂環(huán)流抑制環(huán)輸出按照?qǐng)D5（d）進(jìn)行綜合，即可得到中壓側(cè)三相MMC 的6 個(gè)橋臂電壓控制參考值。
3 仿真驗(yàn)證
3.1 仿真設(shè)置
通過PSCAD/EMTDC 驗(yàn)證所提直流變壓器拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行裕抡娼泳€如圖1 所示。直流變壓器的高壓側(cè)接入±200 kV 柔性直流輸電系統(tǒng)高壓母線，經(jīng)直流變壓器轉(zhuǎn)換后生成±20 kV 中壓母線。中頻變壓器額定相電壓的變比為57 kV/12 kV，頻率為400 Hz。仿真中±20 kV 側(cè)接入共計(jì)4 組光伏，每組光伏系統(tǒng)額定功率為24 MW，各組光伏通過最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）控制后經(jīng)Boost 變換器升壓為1.5 kV，并經(jīng)1.5 kV/40 kV 升壓后接入直流變壓器所構(gòu)建的中壓母線。直流變壓器中壓側(cè)MMC 控制為功率因數(shù)模式，直流變壓器參數(shù)見附錄B 表B1。
3.2 仿真結(jié)果
分別通過穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)及暫態(tài)仿真驗(yàn)證所提拓?fù)浼捌淇刂撇呗缘挠行浴?/p>
3.2.1 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真
控制光伏系統(tǒng)向DCT 送入有功功率96 MW。圖6 給出了穩(wěn)態(tài)下的仿真波形。
圖6 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真波形Fig.6 Simulation waveforms in steady-state operation
圖6（a）和（b）分別為DCT 的高壓直流側(cè)輸入電壓和中壓直流側(cè)輸出電壓。由圖6（a）和（b）可見，中壓側(cè)輸出正、負(fù)極之間電壓為40 kV，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下輸出電壓穩(wěn)定。圖6（c）和（d）分別為DCT 的高壓側(cè)直流輸出電流和中壓側(cè)直流輸入電流。由圖6（c）和（d）可見，高、中壓側(cè)直流電流穩(wěn)定，滿足設(shè)定的輸出有功功率要求。
圖6（e）和（f）分別為DCT 的高壓側(cè)三相輸出電壓和三相輸入電流。圖6（g）和（h）分別為DCT 的中壓側(cè)三相輸出電壓和三相輸入電流。由圖6（e）和（g）可見，中頻變壓器兩側(cè)中頻交流電壓穩(wěn)定，頻率為400 Hz。由圖6（f）和（h）可見，中頻變壓器兩側(cè)電流穩(wěn)定且保持為單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài)。
圖6（i）為DCT 高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 在a1、a2、a3點(diǎn)的電壓波形。圖6（j）為DCT 高壓側(cè)3 個(gè)單相MMC 在b1、b2、b3點(diǎn)的電壓波形。由圖6（i）可見，a1、a2、a3點(diǎn)電壓分別存在200/3、0、-200/3 kV 的直流偏置，而由圖6（j）可見，b1、b2、b3點(diǎn)電壓存在的直流偏置完全類似。這一點(diǎn)符合預(yù)期和設(shè)計(jì)要求，即傳遞至中頻變壓器中壓側(cè)的交流電壓為無(wú)直流分量的差模電壓。
圖6（k）為DCT 高壓側(cè)HMMC1 橋臂pa、na、pb、nb 的電容電壓平均值波形。圖6（l）為DCT 高壓側(cè)HMMC1橋臂pa、na、pb、nb的電流波形。由圖6（k）可見，HMMC1 橋臂電容電壓平均值穩(wěn)定在控制系統(tǒng)設(shè)定的2.1 kV，均壓特性良好且波動(dòng)以400 Hz 的中頻率為主。由圖6（l）可見，HMMC1 橋臂電流中同時(shí)存在直流及中頻分量，且在正常運(yùn)行時(shí)，其環(huán)流成分較小。由圖6（k）、（l）可見，單相MMC 中處于斜對(duì)角位置橋臂的電流和電容電壓波動(dòng)一致，例如橋臂pa 和橋臂nb 電流完全一致，其電容電壓波動(dòng)也完全一致。而上、下橋臂的電流和電容電壓波動(dòng)反相，例如，橋臂pa 和橋臂na 電流和電容電壓波動(dòng)相位互反180°。這些特點(diǎn)均符合單相MMC 橋臂運(yùn)行特征。
3.2.2 動(dòng)態(tài)運(yùn)行仿真
為驗(yàn)證所提DCT 拓?fù)浼翱刂撇呗栽诠β蕜?dòng)態(tài)階躍下的控制性能，控制光伏系統(tǒng)向DCT 送入的有功功率從48 MW 階躍至96 MW，附錄A 圖A4 給出了其動(dòng)態(tài)運(yùn)行仿真波形。由圖A4 可見，所提DCT及控制策略在動(dòng)態(tài)階躍過程中特性良好，DCT 高壓側(cè)直流電流響應(yīng)時(shí)間約為5 ms，HMMC1、HMMC2及HMMC3 橋臂電流響應(yīng)迅速。而在動(dòng)態(tài)功率階躍過程中，HMMC1、HMMC2 及HMMC3 橋臂pa、pb、na、nb 電容電壓控制穩(wěn)定且一致，表明所提控制策略在動(dòng)態(tài)過程具有良好的均衡控制特性。
3.2.3 暫態(tài)運(yùn)行仿真
為進(jìn)一步驗(yàn)證所提DCT 拓?fù)浼翱刂撇呗栽跁簯B(tài)擾動(dòng)下的控制性能，控制光伏系統(tǒng)向DCT 送入有功功率48 MW，并使得高壓直流側(cè)輸入電壓正極對(duì)地電壓從200 kV 跌落為100 kV 以模擬直流變壓器直流電源在輸入側(cè)的擾動(dòng)。附錄A 圖A5 給出了其動(dòng)態(tài)運(yùn)行仿真波形。由圖A5 可見，在暫態(tài)擾動(dòng)過程中，HMMC1、HMMC2 及HMMC3 橋臂pa、pb、na、nb 電容電壓控制穩(wěn)定，且具有良好的均衡特性和控制響應(yīng)速度。而在高壓直流輸入側(cè)處于擾動(dòng)期間，±20 kV 中壓母線電壓始終維持穩(wěn)定，光伏系統(tǒng)有功功率送出同時(shí)保持穩(wěn)定。綜合上述仿真結(jié)果表明，所提拓?fù)浼翱刂撇呗跃哂辛己玫姆€(wěn)定性和魯棒性。
4 結(jié)語(yǔ)
面向未來大容量、高電壓及能量雙向傳遞要求下新能源全直流送出的工程前景，提出了基于MMC 的分相級(jí)聯(lián)大容量高壓直流變壓器拓?fù)浼翱刂撇呗?。首先，介紹了該拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)高、中壓直流轉(zhuǎn)換的機(jī)理及控制要求，并給出實(shí)現(xiàn)高、中壓側(cè)完全解耦的控制策略。高壓側(cè)設(shè)計(jì)5 個(gè)層次化電容電壓控制架構(gòu)實(shí)現(xiàn)3 個(gè)單相MMC 的完全穩(wěn)定，并通過3 個(gè)單相V/f閉環(huán)控制建立中頻交流電壓。中壓側(cè)MMC采用電流雙序控制，并在靜止坐標(biāo)系統(tǒng)下進(jìn)行橋臂環(huán)流抑制以實(shí)現(xiàn)中壓側(cè)直流輸出電壓的穩(wěn)定。而交流側(cè)通過中頻變壓器實(shí)現(xiàn)高、中壓側(cè)電氣隔離。最后，搭建電磁暫態(tài)仿真模型，通過穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)及暫態(tài)仿真實(shí)驗(yàn)全面驗(yàn)證所提拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行浴?/p>
本文所提的控制策略也可用于基于MMC 的柔性直流輸電系統(tǒng)及其他直流變壓器拓?fù)涞葢?yīng)用場(chǎng)合。所提拓?fù)湓诠收蠗l件下存在的過電壓及抑制、保護(hù)配置等仍需進(jìn)一步深入研究。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。
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