傅 琦，高 顯

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引 言

目前低頻頻譜資源緊張，因此射頻器件逐漸向高頻方向發(fā)展，從Ka 波段到W 波段的高頻電路以及跨倍頻程的超寬帶電路，受到越來越多的關(guān)注。在電路設(shè)計(jì)中，通常需要將低頻信號(hào)與本振信號(hào)混頻產(chǎn)生高頻信號(hào)，因此需要更高頻和更寬帶寬的本振源。倍頻器作為本振鏈路的關(guān)鍵元器件，其性能指標(biāo)直接影響本振源的高頻特性和寬帶特性[1-3]。由于倍頻器存在較強(qiáng)的非線性，輸出頻譜分量較多，通常需要在輸出級(jí)增加濾波器以抑制雜波，極大遏制了倍頻器的寬帶特性和高頻特性。因此，高雜波抑制的倍頻器成為本振鏈路研究關(guān)鍵。

根據(jù)是否需要外加?xùn)艍海额l器可分為有源倍頻器和無源倍頻器。有源倍頻器通過在三極管柵極增加合適的偏置，使信號(hào)通過非線性器件產(chǎn)生需要的倍頻分量，再通過巴倫、濾波等方式濾除雜波。有源倍頻器包括基于高電子遷移率晶體管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）工藝[4,5]和基于異質(zhì)結(jié)雙極晶體管（Heterojunction Bipolar Transistor，HBT）工藝[6]。無源倍頻器多采用肖特基二極管，通常需要輸入較大信號(hào)以調(diào)制肖特基二極管，再通過巴倫、濾波等方式濾除雜波[7,8]。兩者相比，無源倍頻抑制效果更好，但輸入功率較大。

本振鏈路中的放大器和二倍頻器后面通常級(jí)聯(lián)濾波器，用來抑制基波和三次諧波。文章分析了放大器和倍頻器級(jí)聯(lián)后抑制雜波惡化的原因，并基于差分電路提出了一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可有效抑制基波和三次諧波?；诖死碚?，設(shè)計(jì)了一款不含濾波器、輸入頻率覆蓋10 ～20 GHz 的砷化鎵二倍頻放大芯片。當(dāng)輸入功率為0 dBm 時(shí)，其基波抑制和三次諧波抑制均優(yōu)于35 dBc。

1 原理分析

無源二倍頻器芯片的工作原理：信號(hào)通過巴倫產(chǎn)生的差分信號(hào)，饋入反接的2 個(gè)二極管，倍頻后的信號(hào)通過輸出巴倫進(jìn)行信號(hào)合成。對(duì)于寬帶倍頻器而言，該電路拓?fù)淇梢杂行б种戚斎胄盘?hào)的奇次諧波，且基波和三次諧波抑制度大于30 dBc[9]。

輸入信號(hào)可以通過肖特基二極管陽(yáng)極陰極的寄生電容和襯底耦合，直接耦合至倍頻器輸出端，使基波抑制惡化。在本振鏈路中，放大器工作處于飽和狀態(tài)，輸出頻譜包含多個(gè)頻率分量，其中功率較大的，除了基波，還有二次諧波。放大器的基波和二次諧波進(jìn)入倍頻器后（雙音輸入），在非線性器件作用下進(jìn)行混頻。混頻產(chǎn)生的基波與三次諧波功率較大，遠(yuǎn)大于二倍頻器在單音輸入下的基波與三次諧波功率，導(dǎo)致鏈路整體的諧波抑制進(jìn)一步惡化。文章對(duì)二倍頻器輸入級(jí)聯(lián)放大器前后的基波與三次諧波抑制進(jìn)行仿真，仿真如圖1 所示，發(fā)現(xiàn)放大器與倍頻器級(jí)聯(lián)后基波和三次諧波抑制均惡化。對(duì)于二倍頻器芯片，與輸出頻率相近的是基波與三次諧波，因此著重分析鏈路對(duì)基波與三次諧波的抑制。

圖1 級(jí)聯(lián)放大器前后二倍頻器基波、三次諧波抑制

本振倍頻放大電路如圖2 所示，通過在輸出級(jí)級(jí)聯(lián)帶通濾波器抑制基波和三次諧波。對(duì)于跨倍頻程的二倍頻放大電路，其基波和三次諧波頻率產(chǎn)生交疊，無法通過濾波器優(yōu)化指標(biāo)。文中引入差分電路設(shè)計(jì)思想，通過優(yōu)化設(shè)計(jì)，將倍頻放大電路傳統(tǒng)方案調(diào)整至改進(jìn)方案。

圖2 本振倍頻放大電路

其基波和三次諧波抑制優(yōu)化原理如下文所述。

在圖2 改進(jìn)方案中，假設(shè)輸入信號(hào)fin=Acosωt，初始相位為0°，巴倫為理想巴倫，即幅度相等、相位相反，通過放大器A1-2 后的兩路信號(hào)分別為

由于放大器的三次諧波功率較小，因此僅對(duì)基波和二次諧波進(jìn)行分析。f1和f2分別輸入兩組反接的二極管后有fa=-fb,fc=-fd。

以信號(hào)通過其中2 個(gè)二極管產(chǎn)生的非線性為例，通過泰勒級(jí)數(shù)展開后表示為

式中：A、B、C、D、E、F、G、M1，M2均為系數(shù)；Z為直流；Bcos2ωt為基波產(chǎn)物；Dcos4ωt為二次諧波產(chǎn)物；Ecosωt為差頻；Gcos3ωt為和頻。

由式（3）和式（4）可知，通過方案改進(jìn)，在倍頻器輸出端，奇次諧波相消，偶此諧波相長(zhǎng)，可以有效抑制基波和三次諧波。該方案無須依靠濾波器，通過相位對(duì)消，即可最大化發(fā)揮倍頻器性能。

2 電路設(shè)計(jì)與仿真

針對(duì)章節(jié)1 描述的倍頻放大電路進(jìn)行芯片設(shè)計(jì)。先針對(duì)輸入和輸出頻率設(shè)計(jì)2 款180°巴倫，采用頻率響應(yīng)較好的Marchand 巴倫。該結(jié)構(gòu)廣泛應(yīng)用于單塊微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）設(shè)計(jì)，有較好的寬帶特性，且能夠通過片上繞線有效縮減面積。通過優(yōu)化，在10 ～20 GHz 的寬帶，巴倫幅度平衡度全頻帶優(yōu)于0.5 dB，相位平衡度全頻帶優(yōu)于2°；在20 ～40 GHz 的寬帶，巴倫幅度平衡度全頻帶優(yōu)于0.8 dB，相位平衡度全頻帶優(yōu)于5°。

放大器采用2 級(jí)放大管結(jié)構(gòu)，信號(hào)通過第一級(jí)放大后推動(dòng)第二級(jí)，放大器設(shè)計(jì)中通過在柵漏之間增加負(fù)反饋，提高放大器穩(wěn)定性。通過優(yōu)化仿真，放大器增益15 dB，輸入輸出電壓駐波比優(yōu)于1.2，二次諧波抑制20 dBc，靜態(tài)電流20 mA，輸出1 dB 壓縮功率大于11 dBm。

利用電磁仿真軟件對(duì)電路進(jìn)行建模仿真，得到倍頻放大電路的倍頻損耗、基波抑制和三次諧波抑制仿真結(jié)果，如圖3 所示。

圖3 仿真曲線

由圖3 的仿真結(jié)果可知，二倍頻放大電路性能優(yōu)異，由于存在放大器增益，倍頻損耗大于0 dB，三次諧波抑制優(yōu)于40 dBc，基波抑制優(yōu)于35 dBc。

3 測(cè)試結(jié)果與分析

采用砷化鎵HEMT 工藝對(duì)二倍頻放大芯片進(jìn)行流片。流片使用了經(jīng)數(shù)次參數(shù)修正后的改進(jìn)型外延層材料。完成流片后，通過探針臺(tái)對(duì)倍頻放大芯片進(jìn)行在片測(cè)試，電路測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果對(duì)比如圖4 所示。

圖4 實(shí)測(cè)仿真曲線對(duì)比

由于測(cè)試條件受限，探針臺(tái)矢網(wǎng)高頻未能覆蓋整個(gè)三次諧波頻段，因此三次諧波抑制未能完全驗(yàn)證。從測(cè)試結(jié)果可以看出，倍頻損耗在10.5 ～20.0 GHz大于0 dB，三次諧波抑制（部分）優(yōu)于38 dBc，基波抑制優(yōu)于37 dBc。諧波抑制度曲線趨勢(shì)有差異，數(shù)量級(jí)一致，可以預(yù)測(cè)電路三次諧波抑制的的最終性能。其中，基波抑制實(shí)測(cè)與仿真在高頻內(nèi)差異較大，通過分析，主要有2 個(gè)方面原因。一方面，在仿真過程中，20 GHz 信號(hào)耦合至輸出端仿真存在偏差，造成基波抑制在該頻點(diǎn)惡化；另一方面，倍頻損耗出現(xiàn)頻偏。該現(xiàn)象是由于小尺寸肖特基二極管寄生電容不準(zhǔn)確，導(dǎo)致仿真實(shí)測(cè)結(jié)果存在偏差，后期將從二極管模型提取入手，優(yōu)化電路指標(biāo)。

4 結(jié) 論

文章基于差分電路，提出了一種新的二倍頻放大拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在二倍頻放大電路設(shè)計(jì)中，可以有效抑制基波和三次諧波?；谠摲桨冈O(shè)計(jì)的砷化鎵芯片，基波和三次諧波抑制指標(biāo)能夠滿足組件中對(duì)該類產(chǎn)品的要求。該設(shè)計(jì)豐富了倍頻放大電路的設(shè)計(jì)思路，并為更高諧波抑制的倍頻放大電路奠定基礎(chǔ)。