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        航空發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)單站RCS 準(zhǔn)確高效仿真方法與試驗(yàn)驗(yàn)證

        2023-07-28 10:43:14陳新蕾盧立昌吉洪湖顧長青高帆施小娟
        航空學(xué)報(bào) 2023年12期
        關(guān)鍵詞:單站腔體插值

        陳新蕾,盧立昌,吉洪湖,顧長青,高帆,施小娟

        1.南京航空航天大學(xué) 電子信息工程學(xué)院 雷達(dá)成像與微波光子學(xué)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,南京 211106

        2.南京航空航天大學(xué) 能源與動(dòng)力學(xué)院,南京 210016

        航空發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)是典型的腔體結(jié)構(gòu),是戰(zhàn)斗機(jī)后向雷達(dá)散射截面(Radar Cross Section, RCS)的主要散射源之一[1-4]。有效降低排氣系統(tǒng)的RCS 是提高作戰(zhàn)飛機(jī)隱身能力和作戰(zhàn)能力的一項(xiàng)重要措施。而在對發(fā)動(dòng)機(jī)排氣腔體進(jìn)行隱身設(shè)計(jì)的過程中,對其電磁散射特性進(jìn)行準(zhǔn)確高效的仿真計(jì)算是一個(gè)重要的環(huán)節(jié)。

        發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)內(nèi)部具有復(fù)雜結(jié)構(gòu),散射物理過程具有多次反射的特點(diǎn),是電大散射問題,其面臨著準(zhǔn)確求解計(jì)算量大、計(jì)算時(shí)間長的問題。針對這些問題,本文研究排氣系統(tǒng)電磁散射問題的準(zhǔn)確快速求解算法。

        目前用于排氣系統(tǒng)電磁散射計(jì)算方法主要有彈跳射線法(Shooting and Bouncing Rays,SBR)[5]、迭代物理光學(xué)法(Iterative Physical Optics,IPO)[6-8]、矩 量 法(Method of Moments,MoM)[9-10]等。SBR 和IPO 屬于高頻漸近方法,計(jì)算速度、快占用內(nèi)存少,但是其計(jì)算精度低且不好控制。MoM 是一種基于頻域電磁積分方程的準(zhǔn)確數(shù)值方法,將積分方程離散成矩陣方程求解。對于內(nèi)部具有復(fù)雜結(jié)構(gòu)的發(fā)動(dòng)機(jī)排氣腔體,與高頻漸近方法相比,MoM 可以給出更準(zhǔn)確的結(jié)果[11]。但是傳統(tǒng)的MoM 迭代求解方法的計(jì)算和存儲(chǔ)復(fù)雜度很高,導(dǎo)致其難以計(jì)算電大排氣腔體。多層快速多極子算法(Multilevel Fast Multipole Algorithm,MLFMA)[12]是MoM 的一種快速求解算法,可以顯著降低MoM 的計(jì)算和存儲(chǔ)復(fù)雜度,但是該算法并不改變基函數(shù)的數(shù)目,在計(jì)算電大腔體時(shí)仍然花費(fèi)較多的計(jì)算時(shí)間和內(nèi)存。特征基函數(shù)法(Characteristic Basis Function Method,CBFM)[13-15]可以顯著降低基函數(shù)的數(shù)目,與MLFMA 相結(jié)合可以獲得更高的計(jì)算效率并節(jié)省更多的計(jì)算內(nèi)存[16-17]。

        本文利用插值分解(Interpolative Decomposition,ID)[18-19]進(jìn) 一 步 改 進(jìn)CBFM-MLFMA 的計(jì)算效率,并將改進(jìn)后的方法應(yīng)用于航空發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)的電磁散射特性仿真中。插值分解可以將CBFM-MLFMA 中單站激勵(lì)矩陣壓縮分解成2 個(gè)小矩陣的乘積,因此CBFM-MLFMA 只需求解較少數(shù)的平面波激勵(lì),而其他平面波激勵(lì)的解可以通過已求出解的插值得到,而不需要再進(jìn)行耗時(shí)的迭代求解。 本文利用ID-CBFMMLFMA 對發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)的單站RCS 進(jìn)行仿真計(jì)算,顯著提高了計(jì)算效率,并與試驗(yàn)測試結(jié)果進(jìn)行對比,驗(yàn)證了算法的精度。

        1 排氣系統(tǒng)電磁散射問題

        研究發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)腔體電磁散射時(shí),為了排除發(fā)動(dòng)機(jī)排氣腔體外表面散射的影響,常將發(fā)動(dòng)機(jī)排氣腔體安裝在一個(gè)低散射載體中。圖1 給出了一個(gè)典型的軸對稱排氣系統(tǒng)安裝在一個(gè)低散射載體(見圖2)中形成的電磁散射研究模型示意圖,主要包括腔體內(nèi)壁面、中心錐、火焰穩(wěn)定器、支板、低散射載體等組成。渦輪葉片近似處理成金屬平板。圖3 為研究模型實(shí)物照片。

        圖1 軸對稱排氣系統(tǒng)與低散射載體示意圖Fig.1 Schematic diagram of an axisymmetric exhaust system with a low scattering carrier

        圖2 低散射載體模型示意圖Fig.2 Schematic diagram of a low scattering carrier

        圖3 軸對稱排氣系統(tǒng)的實(shí)物照片F(xiàn)ig.3 Photo of an axisymmetric exhaust system

        為了建立求解發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)電磁散射的積分方程,將圖1 所示的排氣系統(tǒng)抽象成圖4。其中,Sin表示腔體的內(nèi)表面;Sout表示低散射載體的外表面,n表示腔體表面的單位外法向。Ei表示外來平面波的電場,Es表示腔體目標(biāo)的散射電場。

        圖4 發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)電磁散射的示意圖Fig.4 Schematic diagram of electromagnetic scattering from an engine exhaust system

        根據(jù)等效原理對圖4 中的腔體散射問題建立嚴(yán)格的電磁積分方程,得到電場積分方程(Electric Field Integral Equation,EFIE)和磁場積分方程(Magnetic Field Integral Equation,MFIE)如下:

        式中:J(r)表示目標(biāo)表面的感應(yīng)電流;Hi表示外來平面波的磁場;Hs表示腔體目標(biāo)的散射磁場。根據(jù)場源關(guān)系,Es(r)和Hs(r)可以表示為

        其中:G(r,r′)表示自由空間的格林函數(shù)??梢园l(fā)現(xiàn),與SBR 和IPO 方法不同,方程(1)和(2)是嚴(yán)格的,沒有近似,因此可以用于求解不同頻率和不同入射波的電磁散射問題。

        由于單獨(dú)使用方程(1)或者方程(2)都會(huì)存在偽內(nèi)諧振問題,這里使用混合場積分方程(Combined Field Integral Equation,CFIE),它是方程(1)和(2)的線性組合。

        求解方程(5)可以得到腔體表面的感應(yīng)電流J(r),進(jìn)而可以求出腔體的散射場Es(r)及其雷達(dá)散射截面RCS (σ)

        2 計(jì)算方法

        針對準(zhǔn)確計(jì)算發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)電磁散射時(shí)間長的問題,本文利用一種并行的插值分解-特征基函數(shù)法-多層快速多極子算法(ID-CBFMMLFMA)對發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)的單站RCS 進(jìn)行快速準(zhǔn)確仿真。

        2. 1 特征基函數(shù)法-多層快速多極子算法

        利用矩量法(MoM)[9-10]可以將電磁散射積分方程轉(zhuǎn)化成矩陣方程來求解。首先,利用RWG 基函數(shù)對感應(yīng)電流進(jìn)行展開

        式 中:fn(r) 表 示 第n 個(gè)Rao-Wilton-Glisson(RWG)基函數(shù)[20];In為待求的展開系數(shù)。然后,將式(7)代入CFIE,并利用Galerkin 檢測,得到最終需求解的矩陣方程

        式中:Z 和V 分別稱為廣義阻抗矩陣和廣義電壓矩陣。

        CBFM 是一種宏基函數(shù)法,通過在較大區(qū)域上定義宏基函數(shù),稱之為特征基函數(shù)(CBF),可以實(shí)現(xiàn)未知量的縮減,從而降低阻抗矩陣所占內(nèi)存,并減少阻抗矩陣方程的迭代求解時(shí)間。并且所構(gòu)造的特征基函數(shù)具有激勵(lì)無關(guān)(Excitation Independent,EI)的 特 性[13],其 主 要 特 點(diǎn)是:CBF 只需要構(gòu)造一次,就可以應(yīng)用于不同極化和方向的平面波照射的散射問題,而不需要重復(fù)構(gòu)造CBF,這種特性非常適合于單站RCS的計(jì)算。

        在CBFM 中,首先要對目標(biāo)進(jìn)行分塊,然后在每一塊上構(gòu)造出相應(yīng)的特征基函數(shù)。CBF 的生成分為2 步,第1 步生成一組通過平面波照射得到的初始CBF;第2 步使用奇異值分解去除初始CBF 中的線性相關(guān)部分。通常,保留的CBF數(shù)目要遠(yuǎn)小于RWG 的數(shù)目[13-15]。

        當(dāng)所有塊上的CBF 都生成好之后,可以用CBF 壓縮傳統(tǒng)MoM 的阻抗矩陣,得到縮減后的阻抗矩陣方程

        式中:ZR表示利用CBF 壓縮后的矩陣,稱之為縮減 矩陣;VR是CBFM 中的電壓 向量;α 為 待求的CBF 的線性表出系數(shù)。

        式中:J 由各塊保留的CBF 聚集而成。

        圖5 給出了用CBF 壓縮MoM 阻抗矩陣的示意圖,圖中等號(hào)左邊的藍(lán)色小方塊代表傳統(tǒng)MoM 中阻抗矩陣的子矩陣,2 個(gè)細(xì)長的塊對角矩陣表示CBF 矩陣,等號(hào)右邊的橙色方塊表示壓縮后的阻抗矩陣的子矩陣??梢钥闯鯟BFM 可以顯著降低內(nèi)存需求,同時(shí)與之相關(guān)的矩陣向量積(Matrix Vector Product,MVP)的計(jì)算時(shí)間也會(huì)顯著減少。

        圖5 CBFM 對MoM 阻抗矩陣的壓縮Fig.5 Compression of MoM impedance matrix by using CBFM

        為了進(jìn)一步提高計(jì)算效率和降低內(nèi)存需求,使 用 多 層 快 速 多 極 子 算 法(MLFMA)[11,15]對CBFM 進(jìn)行加速。要使用MLFMA,需要將目標(biāo)進(jìn)行多層八叉樹分組。基于組與組之間的相對位置關(guān)系,將CBFM 的縮減阻抗矩陣ZR分解為和兩部分

        利用加法定理,可以將CBFM 中與遠(yuǎn)場阻抗相關(guān)的MVP 轉(zhuǎn)化成“聚集-轉(zhuǎn)移-發(fā)散”的形式[16-17],這樣可以大大提高M(jìn)VP 的計(jì)算效率。在此基礎(chǔ)上,再利用多層分組、插值、反插值技術(shù),MLFMA 可以將CBFM 的MVP 的計(jì)算和存儲(chǔ)復(fù)雜度降低至O(NCBFlg NCBF),這里NCBF為CBF 基函數(shù)的總數(shù)目。

        與傳統(tǒng)的MLFMA 相比,CBFM-MLFMA在MVP 計(jì)算時(shí)間和內(nèi)存消耗方面也更具優(yōu)勢。如果CBFM 的基函數(shù)壓縮率為,也就是說基函數(shù)數(shù)目變?yōu)樵瓉淼? R。那么,在CBFM-MLFMA 中,聚集和發(fā)散函數(shù)耗費(fèi)的內(nèi)存和迭代時(shí)間會(huì)變?yōu)閭鹘y(tǒng)MLFMA 的1 R,近場阻抗矩陣耗費(fèi)的內(nèi)存和迭代時(shí)間會(huì)變成傳統(tǒng)MLFMA 的1 R2。例如壓縮率R=10,那么聚集和發(fā)散函數(shù)耗費(fèi)的內(nèi)存和MVP 時(shí)間會(huì)變?yōu)樵瓉淼?0%,耗費(fèi)的內(nèi)存和MVP 時(shí)間會(huì)變成原來的1%,效果很可觀。

        2. 2 縮減激勵(lì)矩陣的低秩壓縮

        CBFM 降低了基函數(shù)的數(shù)目,MLFMA 降低了迭代求解中MVP 的計(jì)算復(fù)雜度,但是當(dāng)計(jì)算單站RCS 時(shí),由于需要對多入射角進(jìn)行迭代求解,而迭代求解時(shí)間正比于入射角個(gè)數(shù),因此這導(dǎo)致計(jì)算時(shí)間仍然可能很長。當(dāng)入射平面波采樣過密的時(shí)候,激勵(lì)矩陣往往存在低秩 特 性,可 以 利 用 低 秩 分 解 算 法[15,19,21]進(jìn) 行 壓縮 分 解[18,22-23]。這 里 利 用 基 于 選 主 元 的QR 分解對CBFM-MLFMA 中的激勵(lì)矩陣進(jìn)行壓縮分解。

        式中:Q 是酉矩陣;R 是上三角矩陣。利用誤差門限ε 對R 進(jìn)行截?cái)啵?dāng)R 中的第p 行的對角線元素滿足以下條件

        將R 中相應(yīng)的行去掉。這里,rp表示R 對角線上的第p 個(gè)值。ε 通常取值為10-3~10-4。

        假設(shè)R 矩陣最終只有k 個(gè)行被保留,那么VR可以近似表示為

        式中:R11是上三角矩陣;;Q1是Q 的一個(gè)子矩陣;是VR的一個(gè)子矩陣。如圖6 所示,就是VR的插值分解[16-17]。

        圖6 CBFM-MLFMA中單站激勵(lì)矩陣的插值分解示意圖Fig.6 Schematic diagram of interpolative decomposition of monostatic excitation matrix in CBFMMLFMA

        因此,只需要利用CBFM-MLFMA 求解下面的矩陣方程

        則最終需要的解可以表示為可以看出,利用插值分解只需要求解k 次矩陣方程,因此計(jì)算效率得到提高。

        2. 3 并行加速計(jì)算

        為了充分利用CPU 的計(jì)算資源,利用共享內(nèi)存的OpenMP 技術(shù)將ID-CBFM-MLFMA 程序進(jìn)行并行。將ID-CBFM-MLFMA 算法中的4 個(gè)主要步驟進(jìn)行并行:① 特征基函數(shù)的生成;② 聚集和發(fā)散函數(shù)的生成;③ 近場縮減矩陣的生成;④ 迭代求解時(shí)的MVP。

        在特征基函數(shù)的生成步驟,需要對每組進(jìn)行CBF 構(gòu)造。由于每組CBF 的構(gòu)造互不相關(guān),因此非常適合并行。按組對CBF 構(gòu)造進(jìn)行并行,每個(gè)線程不存在競爭,可以獲得很高的并行效率。與CBF 構(gòu)造步驟相類似,聚集和發(fā)散函數(shù)的生成以及近場縮減矩陣的生成也是組與組之間互不相關(guān)的,非常適合并行,這里仍然是按組進(jìn)行并行。在MVP 步驟,由于MLFMA 算法結(jié)構(gòu)復(fù)雜,并行起來較為復(fù)雜。這里使用按組和按平面波2 種并行方式相結(jié)合的方式進(jìn)行并行實(shí)現(xiàn)。

        3 仿真結(jié)果與試驗(yàn)驗(yàn)證

        試驗(yàn)件的結(jié)構(gòu)圖如圖1 所示,而實(shí)物圖如圖3所示。該試驗(yàn)件為純金屬結(jié)構(gòu),放置在微波暗室中。RCS 測試系統(tǒng)的示意如圖7 所示,包含天線、泡沫轉(zhuǎn)臺(tái)等。測量時(shí)方位角取值從-180°~180°,采樣間隔為0.2°,共1 801 個(gè)角度。

        圖7 RCS 測試系統(tǒng)示意圖Fig.7 Schematic diagram of an RCS test system

        利用并行ID-CBFM-MLFMA 對軸對稱排氣系統(tǒng)的單站RCS 進(jìn)行仿真計(jì)算,并與試驗(yàn)測試結(jié)果進(jìn)行比較以驗(yàn)證算法精度。仿真模型的結(jié)構(gòu)如圖1 所示,是帶有低散射載體的排氣系統(tǒng)。網(wǎng)格剖分尺寸為0.1 波長。本文計(jì)算的單站RCS 均為VV 極化。仿真時(shí)方位角取值從-180°~180°,采樣間隔為1°,共361 個(gè)角度。

        3. 1 計(jì)算精度

        首先,考慮軸對稱排氣系統(tǒng)在0°俯仰角的時(shí)候,在多個(gè)頻率下的單站RCS。圖8~圖10 分別給 出 了 ID-CBFM-MLFMA、傳 統(tǒng) CBFMMLFMA 對軸對稱排氣腔體試驗(yàn)件在6 GHz、10 GHz、35 GHz 頻率下,單站RCS 隨方位角的變化進(jìn)行仿真計(jì)算。 可以看出ID-CBFMMLFMA 的仿真結(jié)果與傳統(tǒng)CBFM-MLFMA 的仿真結(jié)果幾乎完全重合,ID-CBFM-MLFMA 的仿真結(jié)果和試驗(yàn)測試結(jié)果吻合良好。

        圖8 6 GHz 頻率下VV 極化單站RCS 隨方位角的變化Fig.8 VV-polarized monostatic RCS versus azimuth angle at 6 GHz

        圖9 10 GHz 頻率下VV 極化單站RCS 隨方位角的變化Fig.9 VV-polarized monostatic RCS versus azimuth angle at 10 GHz

        圖10 35 GHz頻率下VV 極化單站RCS 隨方位角的變化Fig.10 VV-polarized monostatic RCS versus azimuth angle at 35 GHz

        圖11 對比了35 GHz 頻率下載體以及排氣系統(tǒng)(含載體)的單站RCS??梢钥闯?,在0°方位角附近角域,載體的單站RCS 遠(yuǎn)小于整體目標(biāo)的單站RCS。因此,在這些角域可以認(rèn)為整體目標(biāo)的單站RCS 主要是由排氣腔體貢獻(xiàn)的。

        圖11 35 GHz頻率下VV極化載體與排氣系統(tǒng)的單站RCS對比Fig.11 VV-polarized monostatic RCS comparison of exhaust system and carrier at 35 GHz

        3. 2 計(jì)算效率

        接下來將ID-CBFM-MLFMA 與傳統(tǒng)的CBFM-MLFMA 進(jìn)行比較來說明ID-CBFMMLFMA 的計(jì)算效率。所使用的計(jì)算機(jī)配置是Intel (R) Core (TM) i9-10900K CPU,主 頻3.7 GHz,10 核20 線程,總內(nèi)存128 GB。并行線程數(shù)均設(shè)置為20。GMRES 收斂迭代收斂精度設(shè)置為0.001。使用了塊對角預(yù)處理器。計(jì)算的是軸對稱排氣系統(tǒng)10 GHz 頻率下VV 極化單站RCS。仿真時(shí)方位角取值從-180°~180°,采樣間隔為1°,共361 個(gè)角度。插值分解的截?cái)嚅T限設(shè)置為0.001。

        使用插值分解對激勵(lì)矩陣進(jìn)行壓縮,得到有效秩為75。這意味著借助于插值分解,可以將迭代求解矩陣方程的次數(shù)減少到75 次,而傳統(tǒng)的CBFM-MLMFA 則需要迭代求解矩陣方程361 次,因此ID-CBFM-MLFMA 可以顯著降低迭代求解的時(shí)間,這對于計(jì)算發(fā)動(dòng)機(jī)排氣腔體的寬角RCS 特性很有幫助。表1 給出了2 種方法計(jì)算時(shí)間的比較,可以看出,與CBFMMLFMA 相 比,ID-CBFM-MLFMA 在 計(jì) 算CBF、近場縮減矩陣、聚集轉(zhuǎn)移發(fā)散函數(shù)時(shí)耗費(fèi)的時(shí)間相同,但是顯著降低了迭代求解時(shí)的時(shí)間。

        表1 計(jì)算10 GHz頻率下VV 極化RCS的計(jì)算時(shí)間的比較Table 1 Comparison of calculation time for VVpolarized RCS at 10 GHz

        4 結(jié) 論

        本文將并行的ID-CBFM-MLFMA 算法應(yīng)用于航空發(fā)動(dòng)機(jī)排氣腔體的電磁散射特性的仿真計(jì)算,并與試驗(yàn)測試結(jié)果進(jìn)行對比驗(yàn)證。

        1)與試驗(yàn)測試結(jié)果對比表明ID-CBFMMLFMA 具有良好的計(jì)算精度。和傳統(tǒng)CBFMMLFMA 方法的精度幾乎相同。

        2)在計(jì)算航空發(fā)動(dòng)機(jī)排氣系統(tǒng)模型多角度單站RCS 時(shí),與傳統(tǒng)的CBFM-MLFMA 相比,ID-CBFM-MLFMA 具有更高的計(jì)算效率。在本文的算例中,迭代求解時(shí)間減少了78%。

        3)理論上,并行ID-CBFM-MLFMA 是一種通用的算法,也可用于飛行器整機(jī)、發(fā)動(dòng)機(jī)進(jìn)氣道等各種目標(biāo)電磁散射特性的快速準(zhǔn)確仿真。

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