王紅霞，郭月婷，宋子軒

（海軍工程大學電子工程學院，湖北武漢 430033）

鑒頻是對調頻信號的解調，在調頻信號中，調制信號主要包含在瞬時頻率中，因此，鑒頻是從頻率的變化量中取出調制信號。鑒頻的思路[1-3]主要有三種：1）將頻率的變化量轉化成幅度的變化量再檢波（斜率鑒頻器）；2）通過非線性變換網絡和低通濾波器實現(xiàn)鑒頻（脈沖均值型鑒頻器）；3）將頻率的變化量轉化成相位的變化量再鑒相（相位鑒頻器）。前兩種方法思路清晰，理論波形定性分析比較清晰明了，而相位鑒頻器理論抽象且電路各節(jié)點的電壓波形獲得難度較大。輔助抽象理論理解的有效方式主要有虛擬可視化仿真，如對高頻功率放大器[4-6]、振幅調制與解調[7-8]、二極管包絡檢波電路[9]、直接調頻電路[10-11]、斜率鑒頻器[12]、混頻器[13-14]等的仿真研究較多，但對相位鑒頻器的仿真，文獻相對少很多。因此，結合電容耦合鑒頻器的理論，對電容耦合相位鑒頻器進行可視化的仿真、分析與研究。

1 電容耦合相位鑒頻器原理

相位鑒頻器電路有電感耦合相位鑒頻器和電容耦合相位鑒頻器。電容耦合相位鑒頻器[3]初次級之間是由電容實現(xiàn)耦合的，因此，初次級之間的調整互不影響，比較容易調整。

電容耦合相位鑒頻器的原理圖如圖1 所示。

圖1 電容耦合相位鑒頻器原理電路

初次級之間沒有電感耦合（初次級回路電感L1和L2分別屏蔽起來或采用閉合磁路鐵芯線圈）；初次級之間是由電容C4和C5耦合的。在理想情況下，假定初次級回路均調諧于中心頻率。電容C4對高頻短路，電容C5數值很小，其容抗遠大于c、b兩點之間的回路阻抗。

2 電容耦合相位鑒頻器仿真

2.1 仿真電路

選用LTspice 軟件[15-18]進行仿真電路。首先不考慮包絡檢波電路，建立初次級耦合回路電路模型，如圖2 所示。

次級回路電壓與輸入回路電壓之間的關系如圖3所示。

圖3 次級與初級回路電壓波形

V12與Vcb是調幅調頻波，圖3 是局部放大圖，V12與Vcb之間相位相差近似，說明了電容耦合電路兩個電壓之間的相位關系。

建立電容耦合相位鑒頻器仿真電路如圖4 所示。初級回路諧振頻率與次級回路略有不同。為了獲得最佳的電路參數與輸入信號之間的匹配和比較好的輸出信號，經過反復調試，設置輸入信號和電路參數如圖4 中所示。L1和L2構成初級諧振回路電感，L3和L4構成次級諧振回路電感；R4是初級并聯(lián)諧振電路電阻，R5是次級回路并聯(lián)諧振回路電阻。理論上初級、次級諧振回路參數應該相等，但經過實際調試后，次級的諧振電容略小，能獲得較好的輸出波形。

圖4 電容耦合相位鑒頻器仿真電路

設置輸入信號：SFFM 是調頻輸入信號，其幅值Vcm=3 V，載波頻率fc=3.462 8 MHz，調制度mf=30，調制信號頻率F=1 kHz。

當輸入為等幅的調頻信號時，經次級耦合回路轉換后的電壓Va以及V01，Vb以及V02的波形如圖5所示。

圖5 輸入Va和V01、Vb和V02波形

圖5 中從上到下依次是轉換后的波形Va、輸出信號V01、轉換后的波形Vb、輸出信號V02，以及輸出信號V01與V02的差值V01-V02，可知當輸入等幅調頻信號時，Va和Vb都是調幅調頻波，V01和V02分別正比于Va和Vb的包絡。

V01和V02均是交直流共存的信號，直流近似相等，交流幅值近似相等，相位相反，V01-V02是純交流信號，且幅值是V01或V02的2 倍。

輸出信號的頻譜如圖6 所示，V01的頻譜為1 kHz（V02同V01），說明輸出信號頻率與調制信號頻率一樣，實現(xiàn)了調頻信號的解調。

(3)進一步豐富地理信息資源并擴展應用。一方面，生產數據庫的構建，擴展和豐富了基礎地理信息數據和地理國情數據，其成果的可塑性增加了提供地理信息數據個性化服務、地理國情乃至省情監(jiān)測和統(tǒng)計分析等需求的可能性；另一方面，通過融合生產的實施，可大幅提升我省基礎地理信息數據覆蓋率和更新頻次，保持數據的完整性和現(xiàn)勢性。

圖6 輸出信號的頻譜

圖3、圖5、圖6，驗證了電容耦合相位鑒頻器能把輸入的調頻信號轉換成調相信號，再轉換成調幅調相信號，最后通過包絡檢波電路獲得低頻調制信號。

鑒頻器輸出調制信號是基本要求，鑒頻器性能以及影響輸出的因素也是研究討論鑒頻器的主要內容之一。

2.2 鑒頻特性曲線

鑒頻特性曲線是指鑒頻器輸出電壓與輸入信號的瞬時頻率偏移的關系，通常要求是線性關系。

在仿真電路中設置相應的參數，分析其鑒頻特性曲線、鑒頻跨導和鑒頻頻帶寬度。

設置定值：中心頻率fc=1.462 8 MHz，幅值Vcm=3 V，耦合電容C6=22 pF。

設置調制度mf為變量，當mf=[0,5,10,15,20,25,30]時，輸出V01-V02的波形如圖7 上面波形所示。當mf=[35,40,45,50,55,60,65,70]時，輸 出V01-V02的波形如圖7 下面波形所示。

圖7 mf為變量V01-V02的波形

從圖7 上面波形可知，輸出信號所有的過零點重疊，說明輸出信號頻率相同；當mf等間隔變化時，幅值近似等間隔變化，說明輸出信號幅值與mf之間有近似線性的關系。而且所有輸出均無明顯的失真。當調制度為0 時，幅度近似為0，調制度為30 時，幅度最大。從圖7 下面波形可知，輸出信號所有的過零點也重疊，說明輸出信號頻率相同，但幅值變化不大且有些圖形近似重疊，說明當mf等間隔變化時，輸出信號不是按等間隔變化或近似不變，說明輸出信號幅值與mf之間不具有近似線性的關系。圖7 上面波形是余弦或正弦波，圖7 下面波形發(fā)生了明顯的失真。

為了進一步觀察明顯的鑒頻失真，設置mf=200，輸出波形如圖8 所示，是典型的鑒頻失真波形。

圖8 鑒頻失真

表1 正峰值、負峰值與調制度

根據表1 和更多頻偏對應的失真輸出數據，在Matlab 中繪制V0=V01-V02與Δfm之間的關系曲線，如圖9 所示。

圖9 鑒頻特性曲線

圖9 是相位鑒頻器的鑒頻特性曲線，曲線過零點，但正峰值與負峰值數值不嚴格相等。鑒頻跨導為，鑒頻頻帶寬度為2Δfm=2mf×F=2×30×1 kHz=60 kHz。

2.3 電路參數對輸出的影響

影響電路性能的元件有初次級回路的諧振電感電容電阻、信號源內阻、耦合電容以及峰值包絡檢波的電阻電容等。

1）耦合電容C6對輸出的影響

當C6=15 pF，mf=[0,5,10,15,20,25,30]時，輸出V01-V02的波形如圖10 上面波形所示。

圖10 C6為15 pF和29 pF時，V01-V02的波形

當C6=29 pF，mf=[0,5,10,15,20,25,30]時，輸出V01-V02的波形如圖10 下面波形所示。

圖10 上面波形出現(xiàn)了明顯的負峰失真，圖10 下面正峰值明顯大于負峰值。

為了選取合適的C6值，設置mf=20，C6為變量，獲得如圖11 的輸出波形。

圖11 C6為變量時，V01-V02的波形

圖11 中，電容較小，幅值較小，幅值隨電容增大而呈現(xiàn)增大趨勢。C6為14 pF、17 pF、20 pF 時輸出信號的負峰值大于正峰值，C6為23 pF，正負峰值近似相等，C6為26 pF、29 pF 時，輸出信號略上移，正幅值略大于負峰值。經過反復對比，發(fā)現(xiàn)C6=22 pF，效果最好。

2）檢波電阻對輸出信號的影響

峰值包絡檢波電阻、電容取值不當，會產生相應的惰性失真和負峰切割失真。由于經過電容耦合轉換的調幅調頻波的調制度不易計算，且頻率隨時間變化，故峰值包絡檢波低通濾波器的電阻、電容值主要通過估算和反復調試獲取。輸出信號的直流是兩個檢波電路輸出信號的差值消除的，因此文中只討論惰性失真。設置電阻為變量，R1(R2)=[2,4,6,8,10] kΩ時，輸出波形V01、V02和V01-V02，輸出信號雖然沒有惰性失真，但這個電阻影響了前面電路的波形，使得輸出信號的直流量增加，且差值輸出波形正負峰值明顯不相等。

當設置電阻R1分別為2 kΩ和100 kΩ時，獲得輸出波形V01，如圖12 所示，當R1=100 kΩ時，出現(xiàn)明顯的惰性失真現(xiàn)象。V01波形的失真類似。

圖12 檢波電阻變化時V01的波形

3）并聯(lián)諧振回路并聯(lián)電阻對輸出的影響

為了選取合適的并聯(lián)電阻，設置mf=20，C=22 pF，并聯(lián)電阻為變量，可獲得不同的輸出波形（圖略）。

經過反復調試仿真分析，發(fā)現(xiàn)并聯(lián)電阻影響輸出信號幅值，但當電阻大于60 kΩ以后，幅值近似不變，因此并聯(lián)電阻取60 kΩ。

同樣，可考慮其他參數對輸出的影響，文中略。

3 結論

該文簡要介紹了電容耦合相位鑒頻器的原理電路和理論分析。使用軟件建立電路模型，分析測試了電路關鍵節(jié)點的波形，與理論一致。演示了電路鑒頻特性曲線的獲取方法，分別以耦合電容、諧振回路電阻和檢波電阻為例演示了電路參數對電路輸出波形的影響。通過參數掃描方式，分析研究了電路參數對輸出信號的影響、性能更優(yōu)的參數配置以及獲得不失真信號的電路調試方法等。對電容耦合相位鑒頻器的建模仿真，是一種具有深入研究電路性能、調試電路的挑戰(zhàn)性的研究學習方法。