劉國宏

(中國石化勝利油田分公司 東辛采油廠,山東 東營 257000)

0 引 言

在能源產(chǎn)業(yè)中,太陽能光伏發(fā)電由于其發(fā)電材料來源廣泛而占據(jù)極大比重[1],中國的陽光電源、科華數(shù)據(jù)等企業(yè)在光伏發(fā)電儲能行業(yè)做出了卓越的貢獻。太陽能光伏儲能系統(tǒng)將太陽能轉(zhuǎn)化為電能,進行能量的存儲和電能變換。

光伏儲能系統(tǒng)以蓄電池為儲能結(jié)構(gòu),在分布式電源進行發(fā)電時,直流母線端經(jīng)過雙向DC-DC變換器給蓄電池端充電;當無光照等條件下需要蓄電池放電時,蓄電池端經(jīng)過雙向DC-DC變換器向直流母線端輸送電能[2]。光伏儲能系統(tǒng)中雙向DC-DC變換器結(jié)構(gòu)常見形式為非隔離半橋式雙向DC-DC變換器,其良好的穩(wěn)態(tài)性能和快速的動態(tài)響應(yīng)性能是保證蓄電池長久工作和穩(wěn)定的儲能供能系統(tǒng)的必要條件?，F(xiàn)階段許多智能控制算法均應(yīng)用在雙向DC-DC變換器的性能控制中。文獻[3-4]提出了一種模糊控制方式,實現(xiàn)了輸出電壓的超調(diào)抑制,減小了輸出電流的紋波,但是模糊控制率難以整定,控制結(jié)構(gòu)復雜;文獻[5]針對傳統(tǒng)PI控制器參數(shù)選擇困難的缺點,提出模型預測控制(model predictive control, MPC)方法對三電平雙向DC-DC變換器進行控制,實現(xiàn)了變換器性能的優(yōu)化。

文獻[6]為了解決氫燃料電池電動汽車雙向DC-DC變換器動態(tài)響應(yīng)不足和輸出電流紋波大的問題,提出了一種帶有約束項優(yōu)化的MPC方法,優(yōu)化了變換器的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能,但是在電流控制過程中優(yōu)化項的權(quán)重選擇難以確定;文獻[7]建立電動汽車雙向DC-DC交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的電感電流預測模型,提出了帶有約束條件的價值函數(shù),并利用粒子群算法求解價值函數(shù)最優(yōu)解,使得系統(tǒng)具有更快的動態(tài)響應(yīng)和更小的電感電流紋波,但是通過實驗分析可知需要花費大量的計算來尋求粒子最優(yōu)位置,增大了處理器的計算量?，F(xiàn)階段MPC以預測電流響應(yīng)為主,且?guī)в幸欢ǖ募s束條件,在此情況下對代價函數(shù)的尋優(yōu)將會增大處理器的計算量,且求得的最優(yōu)解可能不是全局最優(yōu)解[8-9]。在儲能系統(tǒng)雙向DC-DC變換器中,可以直接對變換器輸出功率進行預測,在改善變換器性能的同時避免了代價函數(shù)中權(quán)重的選擇,同時也減少了處理器計算量。

該文建立變換器功率模型,分析光伏儲能雙向DC-DC變換器的功率模型預測控制過程,改善變換器的動態(tài)性能,避免代價函數(shù)以權(quán)重項的選擇,減少處理器計算量。

1 電路工作原理

雙向DC-DC電路如圖1所示,圖中:Vbat為蓄電池端電壓;R為直流母線等效電阻,其端電壓為Vbus;S1和S2為功率開關(guān)管;D1和D2為反并聯(lián)二極管;C1和C2為輸入和輸出端濾波電容;L為功率電感,其電流為iL。雙向DC-DC變換器正向工作在升壓狀態(tài),蓄電池端向直流母線提供電能;反向工作在降壓狀態(tài),直流母線通過雙向DC-DC電路給蓄電池充電。

圖1 雙向DC-DC電路

以電感電流連續(xù)為例進行分析,在正向升壓過程中,電路經(jīng)歷2個工作模式。正向工作過程中的驅(qū)動信號及電感電流波形如圖2所示。

圖2 正向工作波形

模式1中,S1導通且D2和S2關(guān)斷,電感L儲能,輸出端電壓由C2提供,電感電流增大,此階段有

(1)

經(jīng)過離散化后可得

(2)

式中:iL(k)為k時刻電感電流;iL(k+1)為k+1時刻電感電流;Vbat(k)為k時刻蓄電池端電壓;Ts為采樣周期。

模式2中,D2導通且S1和S2關(guān)斷,電感L放能,電感電流減小,此時階段有

(3)

對式(3)離散化后可得

(4)

式中:Vbus(k)為k時刻直流母線端電壓。

正向過程斷續(xù)情況下,共3個工作模式,前2個模式與連續(xù)情況式一致。模式3中,電感電流為零值,蓄電池端與直流母線端無關(guān)聯(lián),相互之間無功率的交換過程。

在反向降壓過程中,電感電流連續(xù)工作下電路也經(jīng)歷2個工作模式,反向工作過程驅(qū)動信號及電感電流波形如圖3所示。

圖3 反向工作波形

模式1中,S2導通且D1和S1關(guān)斷,電感L作為濾波原件,此階段電感電流增大,有

(5)

離散化式(5)后可得

(6)

模式2中,D1導通續(xù)流且S1和S2關(guān)斷,電感L的電流減小,此時階段有

(7)

對式(7)進行離散化后可得

(8)

反向過程斷續(xù)情況下,同樣有3個工作模式,前2個模式與連續(xù)情況式一致。模式3中,電感電流為零值,蓄電池端與直流母線端無關(guān)聯(lián)。假設(shè)開關(guān)管函數(shù)為

(9)

經(jīng)過以上分析可知,功率開關(guān)管S1和S2對應(yīng)00、01、11這3種開關(guān)狀態(tài),k+1的電感電流iL(k+1)能夠通過k時刻的電感電流iL(k)、蓄電池端電壓Vbat(k)和直流母線電壓Vbus(k)預測得到。

2 模型預測功率控制

(10)

電容C2在k+1時刻的電流為

(11)

根據(jù)基爾霍夫電流定律則可知輸出直流母線電流為

iR(k+1)=iL(k+1)+iC2(k+1)

(12)

因此可得正向工作過程中k+1時刻輸出功率為

Pboost(k+1)=|Vbus(k+1)iR(k+1)|

(13)

目標輸出功率為

(14)

可得以功率控制為目標時,升壓過程代價函數(shù)為

(15)

(16)

電容C1在k+1時刻的電流為

(17)

因此可得反向工作過程中k+1時刻輸出功率為

Pbuck(k+1)=|Vbat(k+1)ibat(k+1)|

(18)

式中:ibat(k+1)為k+1時刻蓄電池充電電流。

反向工作時功率控制代價函數(shù)為

(19)

提出的模型預測直接功率控制流程圖如圖4所示,求得代價函數(shù)最優(yōu)解對應(yīng)的開關(guān)管狀態(tài),實現(xiàn)輸出功率控制。建立代價函數(shù)過程中,避免了電流優(yōu)化過程中權(quán)重的抉擇,只優(yōu)化功率項,減少了處理器的計算量。

圖4 模型預測功率控制流程圖

3 仿真實驗

為了驗證提出的光伏儲能雙向DC-DC變換器功率模型預測控制策略具有優(yōu)良的性能,在Matlab仿真軟件中搭建仿真模型進行分析,仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)Table 1 Simulation parameters

根據(jù)表1參數(shù)進行仿真分析,直流母線端對蓄電池端供電時,電路工作在降壓狀態(tài),仿真波形如圖5 所示。啟動之初蓄電池端指令參考電流為100 A,在0.1 s時蓄電池指令參考電流突變切換到200 A。啟動過程中,提出的模型預測直接功率控制比傳統(tǒng)PI控制具有更小的超調(diào)量;指令參考電流切換過程中,提出的控制方法也具有更快的響應(yīng),且不會出現(xiàn)正向超調(diào)。傳統(tǒng)PI控制和提出的控制方法均能使降壓電路得到穩(wěn)定的輸出直流靜態(tài)誤差小。

圖5 降壓過程工作波形

升壓過程中,蓄電池端向直流母線端供電,提出的模型預測直接功率控制與傳統(tǒng)PI控制電路仿真波形對比如圖6所示。電路啟動時直流母線端負載電阻值為3 Ω半載啟動,提出的模型預測直接功率控制比傳統(tǒng)PI控制具有更小的超調(diào)量,二者的靜態(tài)誤差均很小;在0.1 s時負載直接突變切換到1.5 Ω達到額定滿載狀態(tài),提出的控制方法具有更快的響應(yīng),且正向超調(diào)更小,二者的輸出直流靜態(tài)誤差均很小。

圖6 升壓過程工作波形

為了進一步驗證提出的模型預測直接功率控制具有良好的性能,進行了樣機實驗驗證,實驗參數(shù)如表2所示。電路選擇處理器為DSP數(shù)字處理器TMS320F28335。

表2 實驗參數(shù)

正向升壓過程中,動態(tài)切換實驗波形如圖7所示。

圖7 升壓動態(tài)實驗波形對比

升壓過程中電路滿載啟動,電路穩(wěn)定后2種方法均能穩(wěn)定到參考給定值,由滿載向半載切換后,根據(jù)圖7可知,提出的控制方法動態(tài)響應(yīng)更迅速,具有更小的超調(diào),二者均具有良好的穩(wěn)態(tài)性能。

反向降壓過程,動態(tài)實驗波形如圖8所示。提出的模型預測直接功率控制方法和傳統(tǒng)PI控制方法穩(wěn)態(tài)性能良好,均能在額定指令電流值一半處穩(wěn)定工作;在指令參考電流一半向額定值切換過程中,提出的控制方法動態(tài)響應(yīng)迅速,且無超調(diào)出現(xiàn),傳統(tǒng)PI控制方法出現(xiàn)超調(diào)且動態(tài)響應(yīng)時間較長。

圖8 降壓動態(tài)實驗波形對比

根據(jù)圖7和圖8可知,提出的模型預測直接功率控制方法與傳統(tǒng)PI控制方法比較,二者均具有良好的穩(wěn)態(tài)性能,但是提出的新方法能夠使得雙向DC-DC變換器具有更好的動態(tài)性能。

4 結(jié) 語

創(chuàng)新性地提出一種應(yīng)用于光伏儲能雙向DC-DC變換器中的基于模型預測直接功率控制方法,以功率控制為目的,優(yōu)化目標明確,避免了代價函數(shù)中多目標優(yōu)化權(quán)重系數(shù)的選擇,簡化了處理器的計算量。仿真和實驗結(jié)果表明,提出的方法相比于傳統(tǒng)的PI控制方法具有更快的響應(yīng)速度和更小的超調(diào)量,具有實際應(yīng)用意義。