王香梅 ，薛英龍

（1.西安職業(yè)技術學院，陜西 西安 710032；2.北京四方繼保工程技術有限公司湖州分公司，浙江 湖州 313000）

中冷控制器的研究涵蓋汽車、發(fā)動機、電子電氣以及控制理論等多種科學技術，具有一定的開發(fā)難度。發(fā)動機測控系統(tǒng)中，電氣供給、空氣控制、水循環(huán)、燃油供給等則由獨立于中央測控系統(tǒng)的環(huán)境控制系統(tǒng)負責[1]。以工業(yè)級PLC 為中心，借助環(huán)境控制系統(tǒng)與Profibus-DP工業(yè)現(xiàn)場總線，中央測控系統(tǒng)的控制可以延伸至發(fā)動機實驗室中的各個角落。這樣不僅可以將分散在實驗室各處的設備聯(lián)系在一起，而且簡化了系統(tǒng)布線，節(jié)約了成本[2]。因此，基于Profibus-DP的中冷控制器的設計研究具有重要的意義。

1 中冷控制器模塊方案設計

1.1 伺服電機驅(qū)動方案

選用伺服電機驅(qū)動器的速度工作模式，使用數(shù)/模轉(zhuǎn)換器（ADC）將微控制單元（MCU）的數(shù)字量轉(zhuǎn)換成為模擬量，再經(jīng)放大電路轉(zhuǎn)換成±10 V 模擬量輸出[3]。

1.2 編碼器解碼方案

利用復雜可編程邏輯器件（CPLD），同時使用硬件編程語言編寫具有16位或32位長度的解碼器，通過串行外設接口（SPI）或并口與MCU進行數(shù)據(jù)傳輸[4]。

1.3 溫度采樣方案

PT100 鉑電阻溫度傳感器具有線性好、抗振性能好、測量精度高、性能可靠穩(wěn)定、機械強度高、耐壓性能好、價格適中等優(yōu)點，被廣泛應用于中低溫測量場合。采用精密電阻與放大器組成檢測電橋，將鉑電阻隨溫度變化的阻值轉(zhuǎn)換成為電壓，并使用模/數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）完成溫度采樣任務。

1.4 現(xiàn)場總線與串行通信方案

采用Profibus-DP 工業(yè)現(xiàn)場總線，實現(xiàn)工業(yè)自動化的嵌入式開發(fā)，設計RS232C 與RS485 總線規(guī)范的電平信號[5]。

2 中冷控制器模塊設計

中冷控制器硬件方案示意圖如圖1 所示，中冷控制器硬件電路采用模塊化的設計思路，根據(jù)硬件方案示意圖所規(guī)劃的基本功能，將硬件電路分為輸入接口電路、輸出接口電路、電源電路、控制核心電路以及串行通信電路五大部分。中冷控制器硬件模塊列表如表1所示。

表1 中冷控制器硬件模塊列表

圖1 中冷控制器硬件方案示意圖

中冷控制器硬件設計的重點在于實現(xiàn)基于伺服驅(qū)動的溫度控制器，本文將重點介紹溫度測量接口以及伺服驅(qū)動接口設計，并概述現(xiàn)場總線接口的設計方法。

3 中冷控制器接口設計及算法

3.1 電機伺服驅(qū)動接口設計及算法

伺服驅(qū)動器速度控制模式擁有-10 V~+10 V雙極性電壓的用戶接口，線性對應伺服電機反向最高轉(zhuǎn)速至正向最高轉(zhuǎn)速。但是，通用型ADC 常常僅有單極性電壓輸出。因而，在使用運算放大器將ADC 電壓信號放大的同時，還需要設計偏置電路將ADC 電壓信號變換成雙極性電壓輸出。

如圖2（a）所示，根據(jù)運算放大器同相相加以及負反饋工作原理，當其工作于線性區(qū)時，輸出電壓uo與輸入電壓ui以及偏置電壓ubias之間滿足下式：

圖2 雙極性伺服驅(qū)動電路

當ui在0~+5 V 之間變化、ubias=-5 V 時，Rf=Rbias=20 kΩ、Ri=10 kΩ、R1=4.7 kΩ、R2=5.1 kΩ，則輸出電壓uo在-9.607 8 V~+9.607 8 V 之間隨輸入電壓ui呈反比例。

如圖2（b）所示，偏置電壓可以由雙極性電源的負極性端-12 V 經(jīng)電阻分壓、運算放大器隔離并輸出。調(diào)節(jié)R2電阻阻值，可以調(diào)節(jié)ubias的輸出至-5 V。

如圖2（c）所示，偏置電壓還可以由控制器電路板上的模擬5 V（即+5 VA）進行反向等比例放大。+5 VA 同時也是DAC 輸出的參考電壓，可以消除偏置電壓ubias與輸入電壓ui共同的系統(tǒng)偏差。此時，R=Rf，Rp=R/2。

電阻精度的問題同樣存在于伺服驅(qū)動電路中。因而，選用高精度電阻或者挑選并使用匹配良好的普通精度電阻，有助于減小電路輸出與設計之間的誤差。

3.2 溫度測量接口設計及算法

在溫度測量接口設計電路中，選用了鉑電阻，而PT100 在0 ℃時阻值為100 Ω，在100 ℃時阻值約為138.5 Ω。溫度與電阻值并非嚴格的正比例關系，而是趨近于一條拋物線。當溫度在0~850 ℃范圍內(nèi)時，二者滿足下式[6]：

式中，R0為0 ℃時的阻值，單位為Ω；Rt為t℃時的阻值，單位為Ω；t為溫度，單位為oC；A、B為試驗測定系數(shù)，標準值為A=3.908 02×10-3，B=5.802×10-7。

橋式放大電路將PT100 鉑電阻轉(zhuǎn)變成為等比例的電壓變化量，隨后使用AD 采樣供系統(tǒng)識別。常用AD 轉(zhuǎn)換器為單極性（例如：0~5 V 或0~2.5 V），因而需要將被測阻抗變化范圍均勻地放置于運算放大器輸出電壓以及ADC 模擬電壓采樣的范圍之內(nèi)，最高效地利用系統(tǒng)資源。利用運算放大器組成橋式運算放大電路，電路圖如圖3（a）所示。在特定條件下，獲得被測溫度與輸出電壓間的關系如圖3（b）所示，其輸出電壓與被測溫度之間滿足式（3）[7]。通常，中冷器的工作溫度（即增壓前后的空氣溫度）在25℃~60 ℃范圍內(nèi)，折算電壓約為1.6 V~3.3 V。軌到軌輸出型運算放大器死區(qū)電壓極小，基本可實現(xiàn)0~5 V供電范圍內(nèi)線性工作。

圖3 PT100鉑電阻橋式放大電路及其輸出曲線

其中，a1=R1·RPT，a2=R1·R6，a3=R6·RPT；b1=R3·R4，b2=R3·R5，b3=R4·R5。

通常，電阻具有制造精度。E24 系列電阻精度為±5%，E96 系列電阻精度為±1%。以電阻阻值在制造精度內(nèi)極端變換（即分別取制造精度的最大值和最小值）作為研究條件，鉑電阻橋式放大電路隨被測溫度的輸出關系如圖4所示。

圖4 電阻精度對橋式放大電路的影響

研究發(fā)現(xiàn)，當采用±5%精度電阻時，最大誤差可達+55%和-45%。其中，R1、R3、R4的影響最大，約占總誤差的90%；R6的影響最小，不到總誤差的2%。當采用±1%精度電阻時，最大誤差降低至+10%和-10%。與前者相比，電阻精度提高了80%，誤差也縮小了80%。因此，橋式放大電路周邊電阻應采用精度在±1%以內(nèi)的高精度電阻[8]。

3.3 編碼器脈沖計數(shù)接口設計

在CPLD 器件上，采用VHDL 語言或圖形化編程，對三相編碼脈沖進行信息解析，稱為解碼。通常，需要進行硬件濾波、倍頻處理、鑒向處理、計數(shù)和鎖存處理。解碼器的結構與內(nèi)部關系如圖5所示。

圖5 CPLD解碼器示意圖

其中，硬件濾波起濾除信號毛刺的作用。通常，使用DQ 觸發(fā)器和與門電路組成“三次有效濾波”電路。四倍頻的作用是將A、B 相信號的上升沿與下降沿分別做單獨的脈沖處理，供后續(xù)計數(shù)器計數(shù)使用，以計數(shù)分辨率[9]。根據(jù)A、B 相信號的超前、滯后特性，鑒向電路解析增量式編碼器的旋轉(zhuǎn)方向。

3.4 Profibus-DP總線接口設計

嵌入式總線橋是以微控制器與ASIC 專用芯片為核心，開發(fā)出Profibus-DP 從站專用電路板。面向用戶僅留有友好而簡單的交互接口，進一步屏蔽復雜的ASIC 芯片的驅(qū)動與配置工作，經(jīng)過測試形成較為成熟化的嵌入式產(chǎn)品。實質(zhì)上，嵌入式總線橋產(chǎn)品是方案二具體的實現(xiàn)，并經(jīng)過了有效測試與認證的產(chǎn)品。

應用人員無需了解開發(fā)技術細節(jié)，便可以在短時間內(nèi)推出具有自主知識產(chǎn)權的Profibus-DP從站產(chǎn)品。而且，該總線橋經(jīng)過了Profibus實驗室的驗證與測試[10]。盡管其成本在四種方案中較高，但是卻有利于保證Profibus-DP從站工作的穩(wěn)定性與可靠性，對于短時間內(nèi)工業(yè)級產(chǎn)品的設計與制造具有很好的應用價值。

Profibus-DP 嵌入式總線橋是一個嵌入用戶產(chǎn)品電路結構中的Profibus-DP 從站接口。它一端通過雙口RAM、異步串行接口或TTL 格式I/O 接口實現(xiàn)與用戶電路的數(shù)據(jù)交換，另一端則是標準的Profibus-DP從站接口[11]。

4 中冷控制器系統(tǒng)設計

4.1 硬件電路原理圖設計

根據(jù)上述思路，設計中冷控制器硬件電路，部分原理圖如圖6所示。

4.2 溫度控制算法及編程

在工業(yè)控制系統(tǒng)中，溫度控制具有很重要的應用。由于溫度傳導具有極大的遲鈍感和滯后性，因而該系統(tǒng)具有時變、易擾動、滯后、大慣性以及難以精確建模等缺陷。在控制理論研究中，具有大滯后的過程控制被公認為難題之一[12]。

由于Smith 預估器中含有被控對象的數(shù)學模型，因而在使用C 語言編程之前，對該數(shù)學模型進行離散化處理，控制系統(tǒng)離散化示意圖如圖7所示。

圖7 控制系統(tǒng)離散化示意圖

系統(tǒng)無延時離散化表達式如下：

系統(tǒng)無延時離散化差分方程如下：

采樣周期在計算機控制中是一個重要的參數(shù)。從信號保真度來看，采樣周期不宜過長，即采樣頻率不應該過低。Shannon 采樣定理推薦下限角頻率至少為信號最高頻率的兩倍。但是，過高的采樣頻率也增加了數(shù)據(jù)存儲的深度。當純滯后較大不可忽略時，選擇采樣周期T為0.2τ。

溫度控制PID 控制算法流程如圖8 所示。首先，根據(jù)實測溫度與設定溫度計算溫度誤差e，若使用該誤差直接輸入PID 算法，則會導致大滯后系統(tǒng)的不穩(wěn)定。因而，必須通過溫度控制算法予以修正。先將上次PID 計算的輸出量輸入系統(tǒng)無延時離散化表達式[13]，將獲得的直接輸出量進行存儲供下次使用。計算直接輸出量與延時τ的輸出量之差，使用該差值對PID 算法輸出結果進行最終修正。如此一來，系統(tǒng)滯后與延時特性被算法中的無延時模型以及延時系統(tǒng)τ所補償[14]，從而提高了溫度控制性能。

圖8 溫度控制PID 控制算法流程圖

溫度控制PID算法的部分代碼如下：

int Temperature_Arithmetic(int error) //輸入溫度誤差

{ static c_delay[10];

Lint error_lint, pid_lint;

error_lint = error;

pid_lint = PID[1];

c_delay[0] = pid_lint * sys_wo_delay();

tmp_lint = c_delay[0] - c_delay[4]; //求差值

c_delay[4] = c_delay[3];

c_delay[3] = c_delay[2];

c_delay[2] = c_delay[1];

c_delay[1] = c_delay[0];

return tmp_lint - error_lint; //求差值，修正誤差

}

5 溫升實驗與分析

完全關閉試驗臺架中冷控制器，調(diào)節(jié)渦輪增壓發(fā)動機在不同工況下運行，考核發(fā)動機在缺少中冷控制器時的運轉(zhuǎn)狀態(tài)。三種工況的選擇均以50%油門為準，轉(zhuǎn)速分別選擇1 400 rpm、1 800 rpm 和2 000 rpm[15]。

渦輪增壓后空氣的溫升、壓降曲線如圖9 所示。由圖9（a）可知，在不同運轉(zhuǎn)工況下，發(fā)動機溫升速度均不相同，功率越大、負荷越高，則溫升速率越快。由圖9（b）可知，隨著溫度升高，渦輪增壓的空氣壓力反而下降。這是由于溫度升高導致空氣稀薄，渦輪增壓器效率下降，增壓空氣壓力下降。

圖9 發(fā)動機渦輪增壓后空氣溫升/壓降試驗曲線

發(fā)動機渦輪增壓溫升扭矩降曲線如圖10 所示。由圖10 可知，隨著渦輪增壓后空氣的溫升，發(fā)動機扭矩下降。以1 400 rpm、252 N·m 工況為例，溫度升高約30 °C，扭矩下降約2%。隨著發(fā)動機工況的提高，扭矩降呈減少趨勢，這是由于發(fā)動機工況提高，渦輪增壓器轉(zhuǎn)速提高，工作效率提高的緣故[16]。但是，依然不能掩蓋渦輪增壓后空氣的溫升導致發(fā)動機輸出扭矩降低的事實。

圖10 發(fā)動機渦輪增壓溫升扭矩降曲線

6 結束語

本文敘述了電路的模塊化設計與設計方法，重點研究了溫度測量接口、電機伺服接口電路的設計與輸出精度問題。同時，討論了Profibus-DP 總線接口的實現(xiàn)方案。通過比較，選用總線橋產(chǎn)品，大大縮短了課題開發(fā)時間，提高了總線應用的穩(wěn)定性與可靠性。最后，提出了部分硬件設計原理圖，為中冷控制器設計提供了穩(wěn)固、可靠的硬件基礎。