楊成順, 王 鵬, 張 強(qiáng), 黃宵寧

(1. 南京工程學(xué)院 電力工程學(xué)院, 江蘇 南京 211167; 2. 濟(jì)南大學(xué) 自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院, 山東 濟(jì)南 250022)

在碳達(dá)峰、碳中和戰(zhàn)略目標(biāo)推進(jìn)下,電動(dòng)汽車行業(yè)大規(guī)模發(fā)展。電動(dòng)汽車作為高效、清潔的新型出行工具,可有效緩解化石能源消耗和環(huán)境問題[1]。

在電動(dòng)汽車保有量持續(xù)上漲的同時(shí),與之相配套的充電樁建設(shè)卻較為緩慢[2]。據(jù)統(tǒng)計(jì),截至2021年12月, 我國(guó)電動(dòng)汽車公共充電樁共114.7萬(wàn)臺(tái),樁車增量比為1∶3.7[3],充電樁的建設(shè)量已嚴(yán)重滯后于電動(dòng)汽車的保有量,制約了電動(dòng)汽車產(chǎn)業(yè)的進(jìn)一步發(fā)展。除此以外,多數(shù)電動(dòng)汽車車主對(duì)可用充電樁的充電速度非常不滿意,成為目前公共充電領(lǐng)域的一大問題[4],因此,加快研究可快速充電的電動(dòng)汽車充電樁,對(duì)于我國(guó)電動(dòng)汽車行業(yè)的發(fā)展具有重要意義。

電動(dòng)汽車充電方式可分為交流充電和直流充電[5]。其中,交流充電樁充電時(shí)間通常為5～8 h,因此被稱為慢充。雖然交流充電方式在一定程度上能夠保護(hù)車輛電池的壽命,但是無法滿足用戶對(duì)快速充電的需求[6]。直流充電方式因充電速度快、實(shí)用性強(qiáng)而被稱為快充,原因是直流充電樁可在樁內(nèi)將電網(wǎng)的交流電轉(zhuǎn)換為直流電,輸出電流更大,充電速度更快[7]。由于直流充電樁需要在整流的同時(shí)保障直流側(cè)電壓的穩(wěn)定,因此對(duì)控制策略提出了更高的要求。除此以外,電動(dòng)汽車負(fù)載的頻繁投切容易引起公共電網(wǎng)的電壓擾動(dòng)以及充電樁輸出功率變化等問題,亟需更先進(jìn)的控制策略來保障公共電網(wǎng)安全及充電樁的正常運(yùn)行。

目前針對(duì)直流充電樁的控制研究大多集中在一些傳統(tǒng)的控制方法,如下垂控制、dq解耦控制和比例積分(PI)控制等,但在負(fù)載變化較復(fù)雜的情況下,傳統(tǒng)控制方法下的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能及抗干擾能力等存在明顯不足。文獻(xiàn)[8-9]中研究了在充電樁整流過程中采用下垂控制和基于傳統(tǒng)PI控制的電壓-電流雙環(huán)控制,可在負(fù)載端較穩(wěn)定的情況下達(dá)到良好的整流效果,但該方法在面臨電動(dòng)汽車負(fù)載的復(fù)雜投切情況時(shí)存在抗電壓擾動(dòng)能力較弱問題。文獻(xiàn)[10-12]中通過建立整流器數(shù)學(xué)模型,提出了適用于直流充電樁的控制策略,取得了較好的控制效果,但平抑直流母線電壓波動(dòng)效果較差。上述文獻(xiàn)僅僅將電動(dòng)汽車看作充電樁的被動(dòng)負(fù)載,負(fù)載變化引起暫態(tài)擾動(dòng)時(shí),直流母線電壓會(huì)隨之波動(dòng),此時(shí)電動(dòng)汽車不具備主動(dòng)參與調(diào)節(jié)充電樁直流母線電壓的能力,從而導(dǎo)致充電樁系統(tǒng)的不穩(wěn)定。作為電網(wǎng)與電動(dòng)汽車之間的橋梁,電動(dòng)汽車充電樁面臨的主要問題在于系統(tǒng)缺乏慣性與阻尼[13],汽車負(fù)載的頻繁投切容易降低電能質(zhì)量,甚至?xí)绊懪潆娋W(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行[14]。針對(duì)此問題,文獻(xiàn)[15]中提出一種利用儲(chǔ)能環(huán)節(jié)為直流系統(tǒng)提供慣性的控制方法;但該方法對(duì)系統(tǒng)元件及應(yīng)用場(chǎng)景要求較高,因此不能廣泛應(yīng)用于直流充電樁。文獻(xiàn)[16]中提出一種可為直流充電樁提供虛擬慣性的控制策略,可有效降低直流側(cè)電壓擾動(dòng),但輸出電壓依靠系統(tǒng)頻率的變化進(jìn)行調(diào)節(jié),對(duì)直流系統(tǒng)不具有普遍適用性。

傳統(tǒng)的虛擬同步機(jī)(virtual synchronous machines,VSM)技術(shù)可為交流系統(tǒng)增加慣量與阻尼,可有效抑制負(fù)載變化對(duì)系統(tǒng)頻率與功率的影響,但直流充電樁系統(tǒng)的控制目標(biāo)為直流母線電壓,若將傳統(tǒng)的VSM技術(shù)改進(jìn)為以直流側(cè)電壓為控制目標(biāo)的直流虛擬同步機(jī)(DC virtual synchronous machines,DVSM),并將其引入直流充電樁控制中,則能進(jìn)一步增強(qiáng)直流充電樁應(yīng)對(duì)電壓擾動(dòng)的能力。文獻(xiàn)[17]中提出在傳統(tǒng)電壓-電流雙閉環(huán)控制中引入一種新型電壓環(huán)控制方法,使直流系統(tǒng)具有類似同步機(jī)特性,可增強(qiáng)系統(tǒng)慣性,平抑直流電壓波動(dòng),但該方法使用基于傳統(tǒng)PI控制的電流環(huán),存在動(dòng)態(tài)性能較弱的問題[18]。反推控制作為動(dòng)態(tài)性能優(yōu)異的非線性控制方法,可降低負(fù)載擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的影響并縮小系統(tǒng)穩(wěn)定所需時(shí)間,在直流虛擬同步機(jī)電壓外環(huán)控制的前提下,將反推控制應(yīng)用于直流充電樁的電流環(huán)控制中,使充電樁在具有同步機(jī)特性的同時(shí),進(jìn)一步增強(qiáng)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性,可在更短時(shí)間內(nèi)平抑電壓沖擊,大大增強(qiáng)直流充電樁的安全性能。

基于上述分析,針對(duì)電動(dòng)汽車負(fù)載投切容易引起公共電網(wǎng)的電壓擾動(dòng)及功率變化等問題,本文中提出一種適用于電動(dòng)汽車直流充電樁的直流虛擬同步機(jī)控制方法。首先,在直流充電樁系統(tǒng)發(fā)生暫態(tài)擾動(dòng)時(shí),通過為系統(tǒng)增加一定的慣性與阻尼,使波動(dòng)的直流母線電壓及輸出功率能自主參與調(diào)節(jié)至系統(tǒng)穩(wěn)定;然后,利用反推法設(shè)計(jì)了電流環(huán)控制器,有效彌補(bǔ)傳統(tǒng)PI控制電流環(huán)在動(dòng)態(tài)性能上的不足;最后,分別以直流虛擬同步機(jī)與反推電流環(huán)作為電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán),將基于直流虛擬同步機(jī)的反推控制器(DVSMBS)引入直流充電樁,仿真驗(yàn)證其穩(wěn)定直流側(cè)電壓和調(diào)節(jié)輸出功率的能力。

1 電動(dòng)汽車直流充電樁結(jié)構(gòu)

電動(dòng)汽車直流充電樁結(jié)構(gòu)如圖1所示,主要包括公共電網(wǎng)、變壓器、相關(guān)電力電子元件和儲(chǔ)能電容等。公共電網(wǎng)中的電能通過變壓器調(diào)壓后,經(jīng)濾波電感L、濾波電容C0濾波后向直流充電樁輸入三相交流電,整流后為汽車負(fù)載提供穩(wěn)定直流電能。整流過程經(jīng)直流虛擬同步機(jī)控制,并保持直流側(cè)電壓udc的穩(wěn)定。

R—線路電阻; L—濾波電感; C0—濾波電容; ea、 eb、 ec—交流測(cè)三相端電壓; Ic—整流后輸入電流;Idc—充電樁輸出電流; C—直流側(cè)電容; udc—充電樁輸出電壓。圖1 電動(dòng)汽車直流充電樁的結(jié)構(gòu)

直流充電樁系統(tǒng)的慣性通常較小,當(dāng)電動(dòng)汽車以負(fù)載的形式并聯(lián)接入系統(tǒng)時(shí)將會(huì)引起母線電壓的波動(dòng),波動(dòng)較大時(shí)不僅會(huì)影響汽車電池的壽命,甚至?xí)绊懝搽娋W(wǎng)的正常運(yùn)行[19]。針對(duì)此問題,本文中采用直流虛擬同步機(jī)的方法為直流系統(tǒng)提供慣性與阻尼,從而使直流側(cè)電壓在受到擾動(dòng)時(shí)能夠快速恢復(fù)穩(wěn)定。

2 直流虛擬同步機(jī)數(shù)學(xué)模型

交流系統(tǒng)中VSM通過模擬傳統(tǒng)同步機(jī)數(shù)學(xué)模型,建立同步機(jī)定轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)方程,使變流器具有傳統(tǒng)同步機(jī)的慣量和阻尼特性。同步機(jī)極對(duì)數(shù)為1時(shí),交流虛擬同步機(jī)數(shù)學(xué)模型[20]為

(1)

(2)

(3)

式中:Tm、Te分別為同步機(jī)機(jī)械轉(zhuǎn)矩和電磁轉(zhuǎn)矩;D為虛擬阻尼系數(shù);ω為系統(tǒng)頻率;ωn為額定頻率;J為虛擬慣量;Pm、Pe分別為機(jī)械、 電磁功率。

VSM根據(jù)電網(wǎng)電壓和頻率的實(shí)時(shí)變化同步調(diào)節(jié)有功和無功功率,使被動(dòng)負(fù)荷通過慣量和阻尼特性主動(dòng)參與電網(wǎng)電壓和頻率調(diào)節(jié)[21]。同步機(jī)的慣性時(shí)間常數(shù)H表達(dá)式為

(4)

式中:W為轉(zhuǎn)子儲(chǔ)存的能量;Sn為同步機(jī)額定容量。

交流系統(tǒng)中,W可以表示為

(5)

由式(5)可知,虛擬慣量J越大,轉(zhuǎn)子儲(chǔ)存的動(dòng)能越大,系統(tǒng)的慣性越大,可為受到擾動(dòng)的系統(tǒng)提供足夠的有功支撐。類似地,直流系統(tǒng)中,能量通常存儲(chǔ)在直流側(cè)的并聯(lián)電容C中,電容存儲(chǔ)的能量W可以表示為

(6)

式中U為直流側(cè)電壓。

與交流系統(tǒng)相似,直流側(cè)的并聯(lián)電容C值越大,同步機(jī)存儲(chǔ)的能量越多,系統(tǒng)的慣性也更大,可以看出電容C與轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J起相同作用。實(shí)際上,直流系統(tǒng)中并聯(lián)的電容器通常容量較小,在系統(tǒng)受到擾動(dòng)或較大負(fù)荷突然接入時(shí),會(huì)因慣性較小而引起系統(tǒng)較大波動(dòng)。針對(duì)此問題,本文中引入直流虛擬同步機(jī),利用虛擬電容Cv代替直流側(cè)的并聯(lián)電容作為系統(tǒng)的慣性系數(shù)。虛擬電容通過充放電過程達(dá)到對(duì)系統(tǒng)的慣性支撐,電容兩側(cè)輸入電流與輸出電流的關(guān)系可表示為

(7)

為了使直流虛擬同步機(jī)能夠具有VSM類似的阻尼特性,增加阻尼系數(shù)D,使直流系統(tǒng)發(fā)生電壓變化時(shí)合理調(diào)節(jié)輸出電流,電容側(cè)輸入電流表達(dá)式為

(8)

式中:Iset為直流虛擬同步機(jī)給定輸出電流;Id為直流阻尼電流;udc為直流側(cè)電壓。

將式(8)代入式(7),可以初步得到直流虛擬同步機(jī)的表達(dá)式為

(9)

在直流配電網(wǎng)中引入電壓-電流下垂控制,可以利用下垂系數(shù)k依據(jù)輸出電流的幅值控制電壓的輸出[22],

Iset-Idc=k(un-udc),

(10)

式中un為直流側(cè)額定電壓。

根據(jù)式(1),并在式(9)的基礎(chǔ)上加入下垂控制,得到DVSM表達(dá)式為

(11)

DVSM控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。由式(11)可知,當(dāng)直流側(cè)電壓udc改變并逐漸偏離額定電壓un時(shí),直流虛擬同步機(jī)通過下垂系數(shù)k調(diào)節(jié)輸出電流。同時(shí),由于阻尼系數(shù)D的存在,系統(tǒng)具備阻尼振蕩特性;虛擬電容Cv的存在彌補(bǔ)了直流系統(tǒng)小慣性的通病,為系統(tǒng)提供慣性支撐的同時(shí),使母線電壓變化平緩,因此可保障直流充電樁的平穩(wěn)運(yùn)行[23]。

Idc—電容輸出電流; D—阻尼系數(shù); Cv—虛擬電容;k—下垂系數(shù); udc—直流側(cè)電壓; un—直流側(cè)額定電壓;直流虛擬同步機(jī)輸出電壓。圖2 直流虛擬同步機(jī)控制框圖

3 反推電流環(huán)控制器設(shè)計(jì)

目前,DVSM大多采用基于PI控制器的電流內(nèi)環(huán)控制器,在實(shí)際仿真中發(fā)現(xiàn),當(dāng)系統(tǒng)接入或切除負(fù)荷時(shí),PI控制可以保障系統(tǒng)在靜態(tài)的平穩(wěn)運(yùn)行,并在一定程度上減小系統(tǒng)擾動(dòng)時(shí)的電壓波動(dòng),但是,PI控制的動(dòng)態(tài)性能較差,對(duì)于直流充電樁來說,系統(tǒng)在負(fù)荷接入、切除時(shí)發(fā)生的短暫波動(dòng)不僅會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生短暫沖擊,還會(huì)使其他負(fù)載所加電壓產(chǎn)生短暫波動(dòng),甚至縮短電動(dòng)汽車使用壽命。

針對(duì)傳統(tǒng)的基于PI控制的電流環(huán)在動(dòng)態(tài)性能上的不足, 本文中設(shè)計(jì)了一種用于直流虛擬同步機(jī)控制的反推電流環(huán), 用于改善電流環(huán)控制器的動(dòng)態(tài)性能。

DVSM電流內(nèi)環(huán)在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型[24]可表示為

(12)

式中:L、R分別為變流器線路電感、 電阻;ed、eq為交流測(cè)電壓的d、q軸分量;id、iq為交流測(cè)電流的d、q軸分量;ω為系統(tǒng)頻率;Sd、Sq為開關(guān)信號(hào)。

為了使式(12)更為簡(jiǎn)潔,方便后續(xù)計(jì)算,提取其中變量id、iq,并定義狀態(tài)量[x1,x2]T=[id,iq]T,式(12)可改寫為

(13)

為了實(shí)現(xiàn)直流虛擬同步機(jī)電壓跟蹤控制,首先根據(jù)反推法經(jīng)典步驟,定義誤差e1、e2為

(14)

選擇Lyapunov函數(shù)為

(15)

將式(15)求導(dǎo)并代入誤差x1的導(dǎo)數(shù)得到

(16)

式中k1為大于0的常數(shù)。

(17)

(18)

(19)

式中k2為大于0的常數(shù)。

若要使V2保持穩(wěn)定,設(shè)計(jì)開關(guān)信號(hào)Sq為

(20)

(21)

利用所求Sd、Sq開關(guān)信號(hào)構(gòu)造反推電流環(huán)控制器取代原來的電流環(huán)控制,改進(jìn)后的反推電流環(huán)控制框圖如圖3所示。

反推法d、 q軸誤差;k1、 k2—大于0的常數(shù); ed、 eq—交流測(cè)電壓的d、 q軸分量;id、 iq—交流測(cè)電流的d、 q軸分量; Sd、 Sq—開關(guān)信號(hào)。圖3 反推電流環(huán)控制框圖

在實(shí)際運(yùn)行中, 負(fù)載投切以及線路參數(shù)變化都會(huì)導(dǎo)致直流充電樁輸出電壓改變, 使用改進(jìn)的電流環(huán)控制器可以使系統(tǒng)直接根據(jù)交流測(cè)電壓、 電流和直流側(cè)電壓等參數(shù)的變化及時(shí)調(diào)節(jié)輸出的脈沖寬度調(diào)制(PWM)信號(hào), 進(jìn)一步提升了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能與魯棒性, 能夠滿足直流充電樁安全、 高效的應(yīng)用要求。

4 仿真驗(yàn)證與結(jié)果分析

為了驗(yàn)證本文中所提DVSMBS控制策略對(duì)直流充電樁控制的有效性,利用MATLAB/Simulink仿真軟件對(duì)圖4所示的控制策略進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn),仿真實(shí)驗(yàn)設(shè)置電動(dòng)汽車負(fù)載簡(jiǎn)單投切和復(fù)雜投切2種場(chǎng)景,在2種場(chǎng)景下通過對(duì)比直流側(cè)電壓變化結(jié)果對(duì)比分析本文中所提DVSM與傳統(tǒng)電壓電流雙環(huán)的控制效果,并通過對(duì)比充電樁直流側(cè)電壓和輸出功率的變化結(jié)果對(duì)比分析DVSMBS與使用PI電流環(huán)的DVSM控制效果。

Tr—三相變壓器; PI—比例積分; PWM—脈沖寬度調(diào)制;Uabc—三相電網(wǎng)電壓; Iabc—三相電網(wǎng)電流;R—線路電阻; L—濾波電感; ea、 eb、 ec—交流測(cè)三相端電壓; Ic—整流后輸入電流;Idc—充電樁輸出電流; C—直流側(cè)電容; C0—濾波電容; Cv—虛擬電容; udc—充電樁輸出電壓;反推法d、 q軸誤差; k—下垂系數(shù); D—阻尼系數(shù); un—直流側(cè)額定電壓; 為直流虛擬同步機(jī)輸出電壓。圖4 直流充電樁控制策略結(jié)構(gòu)圖

仿真模型中公共電網(wǎng)電壓值為35 kV,變壓器變壓比為35 kV/5 kV,直流虛擬同步機(jī)控制器系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

表1 直流虛擬同步機(jī)系統(tǒng)參數(shù)

4.1 汽車負(fù)載簡(jiǎn)單投切場(chǎng)景

電動(dòng)汽車負(fù)載簡(jiǎn)單投切的場(chǎng)景設(shè)置如下:在直流充電樁開始運(yùn)行時(shí)間t=0 s,t=4 s時(shí),在直流充電樁已連接一輛電動(dòng)汽車負(fù)載的前提下再次連接一輛電動(dòng)汽車負(fù)載;當(dāng)t=5 s時(shí),充電樁切除一輛電動(dòng)汽車負(fù)載。電動(dòng)汽車負(fù)載阻值設(shè)為30 Ω。

電動(dòng)汽車負(fù)載變化時(shí),在直流虛擬同步機(jī)與傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制下的直流側(cè)電壓變化如圖5所示。由圖可以看出,在電流內(nèi)環(huán)均使用PI控制的前提下,在本文中提出的直流虛擬同步機(jī)控制策略下的系統(tǒng)直流母線電壓超調(diào)量更小,電壓恢復(fù)穩(wěn)定時(shí)間更短,系統(tǒng)的魯棒性更好。

圖5 負(fù)載突變后充電樁系統(tǒng)直流側(cè)電壓變化

在使用直流虛擬同步機(jī)控制直流充電樁的前提下,當(dāng)電動(dòng)汽車負(fù)載變化時(shí),使用傳統(tǒng)PI控制的電流環(huán)控制器(DVSM_PI)與反推電流環(huán)(DVSMBS)控制下的直流側(cè)電壓udc與充電樁輸出功率的變化曲線如圖6所示。

(a)直流側(cè)電壓

(b)輸出功率DVSMBS—直流虛擬同步機(jī)與反推電流環(huán)控制系統(tǒng);DVSM_PI—直流虛擬同步機(jī)與傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制系統(tǒng)。圖6 負(fù)載突變后充電樁系統(tǒng)直流側(cè)電壓與輸出功率變化

在t=4 s時(shí),由于新接入負(fù)載,充電樁內(nèi)有功功率不足,直流側(cè)電壓從穩(wěn)定的750 V發(fā)生突減,隨后在虛擬慣性的控制下,直流電壓在較短的時(shí)間內(nèi)重新恢復(fù)到750 V。由圖6可知,在接入負(fù)載過程中,直流虛擬同步機(jī)為系統(tǒng)提供的慣性支撐使電壓上升過程較為平滑且不會(huì)出現(xiàn)較大的超調(diào)量。由圖6(a)可知,在以直流虛擬同步機(jī)作為電壓外環(huán)的前提下,DVSM_PI系統(tǒng)的直流母線電壓在t=4 s時(shí)發(fā)生較大波動(dòng),波動(dòng)幅值約為80 V,相同條件下DVSMBS系統(tǒng)直流側(cè)超調(diào)明顯減小,具有較好的魯棒性。由圖6(b)可知,DVSMBS系統(tǒng)輸出功率增至3.5 kW過程更平滑,系統(tǒng)可靠性更高。由此可以驗(yàn)證,與傳統(tǒng)PI電流環(huán)相比,在直流母線電壓從突減到恢復(fù)穩(wěn)定的過程中使用反推電流環(huán)的系統(tǒng)明顯超調(diào)更小,電壓沒有回落且穩(wěn)定速度更快,且充電樁輸出的有功功率變化更為平緩,因此采用反推電流環(huán)的DVSMBS系統(tǒng)具有更好的動(dòng)態(tài)性能。

在t=5 s時(shí),充電樁切除1輛電動(dòng)汽車負(fù)載,此時(shí)充電樁輸出有功功率大于負(fù)載需求,直流側(cè)電壓突增, 虛擬電容Cv的存在阻礙直流側(cè)電壓偏離額定電壓, 并使其短時(shí)間內(nèi)重新穩(wěn)定。 由圖6可知, DVSM_PI系統(tǒng)的魯棒性較差, 在切除1輛電動(dòng)汽車負(fù)載后, 直流母線電壓發(fā)生了最大幅值約為100 V的電壓擾動(dòng), 且輸出功率突減至1.9 kW。 而DVSMBS系統(tǒng)在相同條件下, 直流母線電壓波動(dòng)幅值約為30 V且輸出有功功率平緩下降, 能夠保障充電過程的安全進(jìn)行。 從仿真結(jié)果可以看出, 與接入負(fù)載過程相似, 使用反推電流環(huán)的充電樁系統(tǒng)的魯棒性更強(qiáng), 在電壓恢復(fù)穩(wěn)定的過程中恢復(fù)速度快, 超調(diào)量小, 且沒有電壓回升現(xiàn)象, 穩(wěn)定電壓效果更好。

4.2 電動(dòng)汽車負(fù)載復(fù)雜投切場(chǎng)景

由4.1節(jié)中仿真結(jié)果可知,使用直流虛擬同步機(jī)與反推電流環(huán)控制的充電樁系統(tǒng)可以有效抑制負(fù)載變化引起的直流側(cè)電壓擾動(dòng)。為了進(jìn)一步驗(yàn)證DVSMBS方法的有效性,對(duì)電動(dòng)汽車負(fù)載的復(fù)雜投切場(chǎng)景進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。電動(dòng)汽車負(fù)載復(fù)雜投切場(chǎng)景如下。

在t=3 s時(shí),直流充電樁連接電動(dòng)轎車(1號(hào)車),阻值為30 Ω;

在t=4 s時(shí),車樁同時(shí)連接電動(dòng)轎車(2號(hào)車)與中型客車(3號(hào)車),阻值分別為30、45 Ω;

在t=5 s時(shí),連接中型客車(4號(hào)車)并切除1號(hào)車;

在t=6 s時(shí),切除2號(hào)車;

在t=7 s時(shí),切除3、4號(hào)車。

根據(jù)以上場(chǎng)景,電動(dòng)汽車類型及接入、切除時(shí)間如表2所示。

表2 電動(dòng)汽車充電接入、切除設(shè)置

電動(dòng)汽車負(fù)載復(fù)雜變化時(shí), 在直流虛擬同步機(jī)與電壓-電流雙環(huán)控制下的直流側(cè)電壓變化結(jié)果如圖7所示。 由圖可知, 在均使用PI控制的電流內(nèi)環(huán)時(shí), 當(dāng)充電樁受到不同情況的電動(dòng)汽車負(fù)載投切時(shí), 在直流虛擬同步機(jī)控制下的系統(tǒng)直流側(cè)電壓超調(diào)量更小, 電壓恢復(fù)穩(wěn)定時(shí)間更短, 在負(fù)載復(fù)雜變化的情況下驗(yàn)證了本文中提出的DVSM控制策略的有效性。

圖7 電動(dòng)汽車復(fù)雜投切引起的直流側(cè)電壓變化

汽車負(fù)載的阻值以及投切情況共同決定了直流充電樁輸出的有功功率,并且兩者的變化將帶來直流側(cè)電壓擾動(dòng)。面對(duì)汽車負(fù)載投切的不同情況,直流側(cè)電壓的變化以及充電樁能否及時(shí)輸出汽車負(fù)載所需功率是衡量充電樁性能的重要標(biāo)準(zhǔn)。

在使用直流虛擬同步機(jī)控制的前提下,分別使用傳統(tǒng)PI控制的電流環(huán)控制器(DVSM_PI)與本文中所設(shè)計(jì)的反推電流環(huán)(DVSMBS)控制下的直流側(cè)電壓udc與充電樁輸出功率的變化曲線如圖8所示。

(a)直流側(cè)母線電壓

(b)輸出功率DVSM_PI—直流虛擬同步機(jī)與傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制系統(tǒng);DVSMBS—直流虛擬同步機(jī)與反推電流環(huán)控制系統(tǒng)。圖8 電動(dòng)汽車投切引起的充電樁系統(tǒng)直流側(cè)母線電壓和輸出功率的變化

由圖可知,直流充電樁在t=3、 4 s時(shí)分別連接了不同阻值、不同數(shù)量的汽車負(fù)載,在系統(tǒng)慣性的支撐下,直流側(cè)電壓恢復(fù)穩(wěn)定所需時(shí)間短,同時(shí)充電樁可即時(shí)調(diào)整輸出負(fù)載所需有功功率。值得注意的是,充電樁系統(tǒng)在接入負(fù)載后,直流側(cè)負(fù)載阻值越大,直流母線電壓的波動(dòng)幅值越大,t=3、 4 s時(shí),面對(duì)電動(dòng)汽車投切引起直流側(cè)負(fù)載變化問題,相較于DVSM_PI系統(tǒng),DVSMBS系統(tǒng)的直流母線電壓超調(diào)量明顯更小,電壓穩(wěn)定時(shí)間更短,且輸出功率變化更平滑。t=5 s時(shí),接入中型客車4號(hào)車, 切除電動(dòng)轎車1號(hào)車,由于直流側(cè)負(fù)載變化較小, 因此DVSM_PI系統(tǒng)與DVSMBS系統(tǒng)的直流母線電壓均發(fā)生微小波動(dòng),充電樁輸出功率也隨之變化。t=6、 7 s時(shí),系統(tǒng)分別切除了不同車型、不同數(shù)量的汽車負(fù)載。由圖8可知,t=7 s時(shí),充電樁切除的負(fù)載較大,直流側(cè)負(fù)載隨之發(fā)生較大變化,DVSM_PI系統(tǒng)直流母線電壓發(fā)生劇烈波動(dòng),系統(tǒng)可靠性低,而采用反推電流環(huán)的DVSMBS系統(tǒng)的電壓超調(diào)量依舊較小且輸出功率變化緩慢,具有更好的魯棒性。

仿真結(jié)果表明,在直流虛擬同步機(jī)控制下,傳統(tǒng)PI電流環(huán)和反推電流環(huán)都能夠很好地平抑直流母線電壓擾動(dòng)且靈敏地調(diào)整輸出功率,但采用反推電流環(huán)的充電樁輸出功率平滑,可以更好地穩(wěn)定直流側(cè)電壓,具有更好的魯棒性,能夠保障充電過程安全進(jìn)行,仿真結(jié)果驗(yàn)證了所提DVSMBS控制策略的有效性。

5 結(jié)論

電動(dòng)汽車直流充電樁的充電速度更快,能夠滿足車主短時(shí)充電的需求,然而,直流系統(tǒng)的慣性一般較小,汽車負(fù)載的不規(guī)律投切極易引起直流側(cè)電壓的擾動(dòng),進(jìn)而影響充電過程的正常進(jìn)行,甚至危害公共電網(wǎng)的穩(wěn)定性,為此,本文中提出了一種適用于直流充電樁的直流虛擬同步機(jī)控制策略,并且利用反推法構(gòu)造了動(dòng)態(tài)性能更好的反推電流環(huán)控制器,得出以下結(jié)論:

1)通過分析交-直流系統(tǒng)運(yùn)行特性,得到了適用于直流充電樁的直流虛擬同步機(jī)控制策略,可以為直流系統(tǒng)提供虛擬慣性,同時(shí)面對(duì)負(fù)載投切的復(fù)雜情況時(shí)可以很好地穩(wěn)定直流側(cè)電壓波動(dòng)。

2)針對(duì)傳統(tǒng)電流環(huán)PI控制的動(dòng)態(tài)性能較差問題,提出了反推電流環(huán)控制器。仿真結(jié)果表明,使用反推電流環(huán)可以更好地減小電壓擾動(dòng),并且充電樁輸出功率過程更為平滑。

3)通過對(duì)汽車負(fù)載的簡(jiǎn)單、 復(fù)雜投切情況進(jìn)行應(yīng)用場(chǎng)景進(jìn)行仿真分析, 證明了將直流虛擬同步機(jī)與反推電流環(huán)用于直流充電樁具有更好的控制效果。