宋青平,高軍軍,余 躍

(北京控制與電子技術研究所信息系統(tǒng)工程重點實驗室,北京 100038)

1 引言

在無線信號的傳輸過程中,發(fā)射信號在傳輸過程中會由于傳輸環(huán)境中物體的影響而出現(xiàn)反射、折射、衍射、吸收等現(xiàn)象,使得信號從多條路徑傳播后到達接收端[1,2]。不同路徑的信號分量傳輸時延不同,信號的相位和幅度也不同,各信號分量相互疊加會產(chǎn)生相互干擾、相互抵消,從而引起信號衰落[3,4]。有用信號功率會由于多徑干擾和衰落而被削弱,使得接收到的信號產(chǎn)生失真、重疊和畸變,解調出來的數(shù)據(jù)碼元存在大量錯誤,發(fā)射端的原始數(shù)據(jù)無法得到正確恢復,最終導致信號傳輸失敗。而且,無線通信的收發(fā)兩端通常不是靜止不動的,而是處于相對運動狀態(tài),會引起多普勒效應,帶來多普勒頻偏,導致接收端信號頻率發(fā)生變化[5-7]。

可以采用單載波頻域均衡(SC-FDE)技術來消除多徑干擾的影響[8,9]。SC-FDE技術融合了多載波技術和傳統(tǒng)單載波技術的優(yōu)點:與多載波相比,降低了峰均比( PAPR)、對相位噪聲的敏感性、模擬電子器件的成本;與單載波時域均衡技術相比,頻域均衡的抗多徑干擾能力更強,性能不比多載波技術差。但是目前的參考文獻主要圍繞SC-FDE技術本身進行討論,缺少對同時存在多徑干擾和多普勒頻偏時的應對措施,以及對均衡和解調一體化的處理方法。

本文提出了一種均衡和解調一體化的頻率補償SC-FDE算法,對接收信號下變頻和捕獲后,先進行頻率估計和補償,再進行基于訓練序列的信道估計,然后通過均衡系數(shù)的計算、FFT和IFFT運算以完成頻域均衡和符號判決,最終恢復出了發(fā)射端的原始符號。

2 信號發(fā)射端設計

發(fā)射端信號處理過程如圖1所示,采用二進制相移鍵控(BPSK)調制方式,1個原始數(shù)據(jù)比特對應1個調制符號[10,11]。當原始數(shù)據(jù)比特為1時,在星座圖上映射為1,即I/Q坐標為(1,0),調制后的正余弦載波與未調制載波同相;當原始數(shù)據(jù)為0時,在星座圖上映射為-1,即I/Q坐標為(-1,0),調制后的正余弦載波與未調制載波反相。

圖1 發(fā)射端信號處理過程圖

成幀過程是將不同功能的字段組成一幀待傳輸?shù)臄?shù)據(jù),字段組成為:自動增益控制(AGC)保護序列、用于信號捕獲的前導序列1、用于頻率精確估計的前導序列2、用于頻域均衡的獨特字UW序列和要傳輸?shù)挠行?shù)據(jù)載荷,如圖2所示。

圖2 發(fā)射端幀結構圖

偽隨機碼的類型如下:AGC保護序列、前導序列2為M序列,前導序列1、UW序列為m序列。m 偽隨機序列具有最優(yōu)的自相關和互相關特性,但是碼型種類最少,所以還需要M序列進行補充使用。載荷由原始信息比特,經(jīng)過BPSK的I/Q映射后形成。

3 多徑信道建模

在障礙物較多的傳輸環(huán)境中,收發(fā)兩端之間的傳輸信號路徑包括直射路徑,以及大量反射路徑;接收機天線收到的信號方向角具有隨機和均勻分布特性;所有反射信號的幅度和相位具有統(tǒng)計獨立特性。本文主要考慮多徑信道中的瑞利信道,即信號幅度、相位服從瑞利分布。

基于國際電信聯(lián)盟(ITU)標準,瑞利多徑信道模型為

(1)

式(1)中,rk(t)為服從瑞利分布的復路徑衰落,τk為多徑延時。圖3為瑞利多徑衰落信道原理框圖:

圖3 瑞利多徑衰落信道原理框圖

基于窄帶高斯過程原理,可得出其振幅服從瑞利分布,即

(2)

式(2)中,nc(t)、ns(t)分別為窄帶高斯過程中同相和正交支路的基帶信號。

4 信號接收端設計

4.1 信號處理流程

接收端算法處理過程如圖4所示。

圖4 接收端信號處理過程圖

接收到的經(jīng)過多徑信道的中頻信號,進行正交數(shù)字下變頻及低通濾波后產(chǎn)生I、Q兩路正交信號,然后進行捕獲、均衡、解調等。數(shù)字下變頻用于去除接收信號中的載波信號。下變頻及濾波后的信號首先要進行前導序列捕獲,采用匹配濾波算法。即將本地序列與輸入的數(shù)據(jù)進行乘加運算,并根據(jù)相關峰值判斷捕獲成功與否。捕獲和頻率估計成功后進行符號積分、信道估計、頻域均衡,最后經(jīng)過判決得到原始比特信息。

4.2 頻率精估計

當收發(fā)兩端存在高速相對運動時,會產(chǎn)生多普勒頻偏,因此還需要在均衡前進行頻率精確估計。根據(jù)捕獲階段可確定包含前導序列2的信號起點。

假設數(shù)字下變頻后的信號(復信號)為{s(1)s(2) …s(n) …}。

假設接收端本地產(chǎn)生的前導序列2為{p2(1)p2(2) …p2(L)},長度為L。本地產(chǎn)生的序列為實信號,取值為1或-1。

對于第m次頻偏估計,相關值計算公式如下

(3)

式(3)中C(m)為第m次頻偏估計的相關值結果,N為每個符號的采樣點數(shù),n為頻偏估計的采樣點序號,Δf(m)為當前頻偏估計,最小值取-20kHz,最大值取+20kHz,步長為100Hz。

計算得到所有相關值后,取最大相關值對應的頻偏值為最佳估計值。得到頻偏估計值后進行頻率補償,再進行后續(xù)的均衡。

4.3 信道估計

信號從發(fā)射到接收所經(jīng)過的傳輸媒介稱為信道,包括有線和無線兩種類型。無線信道具有更大的隨機性,由于高斯白噪聲和各種多徑衰落影響,可能會致使接收信號的幅度、頻率和相位嚴重偏離真實值,從而無法正常完成信號檢測和解調。因此需要對信道進行估計,降低或消除信道的不確定性,以利于接收機后級的處理。訓練序列信道估計和盲估計是兩種常見的信道估計方法,各有優(yōu)劣之處。訓練序列信道估計是通過在信號發(fā)射端設置特定訓練序列,然后在接收端對收到的訓練序列進行估計的方式得出信道的頻率響應。該方法雖然估計精確度高,但是訓練序列會占用一些帶寬資源,降低系統(tǒng)的頻帶利用率。而盲信道估計雖然不需要設置訓練序列,不影響系統(tǒng)的頻帶利用率,但是該算法復雜度高,難以工程實現(xiàn),且需要花較長時間進行估計,收斂速度慢。因此,本文采用訓練序列信道估計方法,根據(jù)圖2,本文訓練序列即為獨特字UW。

(4)

(5)

(6)

式(4)～(6)中,N為UW序列的長度,Xk為原始UW序列xk做FFT后的結果,Yk為接收到的UW序列yk做FFT后的結果。

當UW序列的長度和一幀數(shù)據(jù)長度不相等時,并且UW序列長度小于數(shù)據(jù)長度時,需要對之前得到的信道頻率響應估計結果再進行如下的插值(補零)處理:

2)在hk尾部補零,即插值,使得長度為M(M為一幀數(shù)據(jù)長度);

3)最后將補零后的離散信號做M點FFT運算,就可以得到更優(yōu)的信道估計值。

4.4 均衡及判決

均衡是將信道估計的結果用于補償多徑干擾帶來的負面效應,使得信號恢復為正常狀態(tài),從而完成信號解調,得到原始數(shù)據(jù)。均衡技術主要包括時域均衡和頻域均衡兩種。由于高速率的無線傳輸會導致大量的碼元延遲,從而造成時域均衡器復雜度增加,工程實現(xiàn)難度隨之加大。而頻域均衡技術采用的主要是簡單的FFT和IFFT運算,處理過程是將時域數(shù)據(jù)通過FFT變換到頻域,將頻域數(shù)據(jù)與均衡系數(shù)相乘,然后再將相乘結果通過IFFT變回到時域進行后續(xù)的判決。因此從復雜度方面考慮,頻域均衡算法的優(yōu)勢更大。

頻域均衡從結構上又可分為前饋均衡技術和反饋均衡技術,通過均衡器輸出結果是否被用于反饋來進行區(qū)分。前者沒有把均衡器輸出用于反饋,因此是前饋均衡;而后者的均衡器輸出又被用來反饋,且改變了之后均衡器的輸出結果,因此是反饋均衡。由于本文發(fā)射端采用的是突發(fā)通信模式,對接收端的實時性處理要求高,適合采用前饋均衡技術,而且該技術結構簡單,實現(xiàn)也較為容易。常用的前饋均衡技術主要有迫零(ZF)均衡和最小均方誤差(MMSE)均衡兩種。

ZF均衡是根據(jù)峰值失真準則推導得出的。ZF均衡的均衡系數(shù)為

(7)

即當ZF均衡的均衡系數(shù)為信道頻率響應估計值的倒數(shù)時,可以完全消除碼間干擾。

(8)

相比于ZF均衡,MMSE均衡由于考慮了環(huán)境中噪聲的影響,其均衡效果更佳,所以本文采用MMSE均衡。

得到均衡系數(shù)后,對刪除UW序列后的接收數(shù)據(jù)塊進行FFT運算,將信號變換到頻域,再將頻域信號與均衡系數(shù)相乘,最后通過IFFT運算將相乘結果變換回時域,就可得到均衡后的結果。

根據(jù)均衡結果的實部和虛部在星座圖中的位置即可進行符號判決。對于BPSK信號,由于其星座映射點都在星座圖的橫軸上,所以只需對均衡結果的實部IEqu的正負進行判決即可恢復發(fā)射端的原始符號,從而完成信號解調。根據(jù)發(fā)端的映射規(guī)則,判決結果c如下所示。

(9)

5 算法仿真

針對本文提出的算法進行仿真。采樣頻率取為96MHz,符號速率取為8Mbps,發(fā)射信號基帶頻譜如圖5所示。

圖5 發(fā)射信號基帶頻譜圖

在信道建模時,根據(jù)多徑衰落信道模型,利用瑞利分布的路徑衰落r(t)和多徑延時參數(shù)τk,就可以得到多徑信道的仿真模型。

信噪比為10dB、頻率偏移為20kHz時,多徑信道加入20徑衰落,路徑延時為0～2ms,路徑衰落為0～5 dB。信號捕獲結果如圖6所示。

圖6 信號捕獲相關值結果圖

從圖中可以明顯看出捕獲后的相關峰值。均衡前后效果如圖7、8所示。從圖中可以看出,均衡前的星座圖是散亂錯誤的,與原始信號相比,完全是失真的;經(jīng)過均衡后,星座圖恢復了正常狀態(tài),可以進行后續(xù)的符號正確判決。

圖7 信號均衡前星座圖

圖8 信號均衡后星座圖

均衡結果的實部IEqu的波形如圖9所示。

圖9 均衡后信號實部波形

從圖9可以看出,均衡后能夠得到清晰的二進制波形圖,根據(jù)圖中信號實部幅度的正負就能完成最終的判決,從而恢復出原始符號。

6 結論

本文針對無線信號傳輸過程中多徑干擾和多普勒頻偏并存的問題,提出了一種抗頻偏的頻域均衡及信號解調算法,發(fā)射的突發(fā)通信信號經(jīng)過多徑信道后,在接收端完成下變頻和捕獲后,首先進行頻率精確估計和補償,再進行基于訓練序列的插值法信道估計,然后通過均衡系數(shù)的計算、FFT和IFFT運算以完成頻域均衡和符號判決,補償了多徑帶來的影響,最終恢復出了發(fā)射端的原始符號。仿真結果表明,在信號接收端,該算法能夠消除多普勒效應和多徑衰落信道帶來的不利于接收檢測的影響,將均衡前散亂錯誤的星座圖糾正為正常狀態(tài)并最終正確解調出原始信號,因此在無線通信的實際應用中有著較高的應用價值。