程思遠(yuǎn),俞 哲,,肖 越,李金懋,宋春蓮

(1.大連海事大學(xué) 理學(xué)院,遼寧 大連 116026;2.黑龍江工業(yè)學(xué)院 黑龍江省等離子體生物質(zhì)材料研發(fā)與檢測省級重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,黑龍江 雞西 158100)

大氣壓非平衡等離子體能夠加速產(chǎn)生高能電子,從而實(shí)現(xiàn)一種活性的反應(yīng)環(huán)境,并且不需要龐大而復(fù)雜的真空系統(tǒng),適合連續(xù)性的工業(yè)生產(chǎn),被廣泛應(yīng)用于環(huán)境保護(hù)[1]、殺菌消毒[2]、材料表面改性[3-5]、生物醫(yī)療[6-7]等領(lǐng)域。其中,介質(zhì)阻擋放電(dielectric barrier discharge, DBD)作為一種典型的交流氣體放電,被廣泛地應(yīng)用于產(chǎn)生以臭氧為主的氧活性粒子,結(jié)合水射流空化處理工藝高效產(chǎn)生羥基自由基,可實(shí)現(xiàn)高級氧化技術(shù),有效分解水中污染物以及殺滅水中微生物,在水處理領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用,例如船舶壓載水處理[8-9]、廢水處理[10]、生活飲用水處理[11-12]等。

對于內(nèi)部結(jié)構(gòu)參數(shù)、氣源與冷卻系統(tǒng)確定的介質(zhì)阻擋放電氧活性粒子發(fā)生器,激勵電源就成了決定發(fā)生器性能好壞的關(guān)鍵因素。氧活性粒子反應(yīng)器中電場強(qiáng)度、電荷傳輸量、能量密度、電離占空比等放電參量與放電電源頻率有著不可分割的關(guān)系,適當(dāng)提高激勵電源頻率與激勵電壓可以優(yōu)化相關(guān)參數(shù),進(jìn)而提高氧活性粒子產(chǎn)生效率。介質(zhì)阻擋放電功率與放電體系內(nèi)各參數(shù)之間的關(guān)系,如式(1)所示。

(1)

式中,f為激勵電源頻率,Cd為電介質(zhì)層,Cg為放電間隙等效電容,Um為激勵電壓峰值,U0為放電最小電壓?？梢钥闯?在放電功率輸入與反應(yīng)器結(jié)構(gòu)參數(shù)相同的情況下,激勵電壓與電源頻率成反比,也就是在較低的電源頻率下,需要較高的激勵電壓保證反應(yīng)器中輸入足夠的功率。而為了防止較高激勵電壓帶來的電介質(zhì)層擊穿,則需要增加電介質(zhì)層的厚度,較厚的電介質(zhì)層限制了放電體系能量傳遞和放電性能,從而降低了化學(xué)反應(yīng)效率。提高電源頻率,可降低反應(yīng)器激勵電壓,減小電介質(zhì)層被擊穿的可能性,提高設(shè)備安全性,增加每個放電周期的電荷傳輸量,提高電源輸出能量密度,另外提高電源頻率也可以降低放電體系工作時產(chǎn)生的高頻噪音。

隨著電子電力技術(shù)的進(jìn)步,以及高頻激勵的優(yōu)點(diǎn),電源的高頻化成為一種發(fā)展趨勢,更多研究人員的目光投向了高頻開關(guān)器件。廣東工業(yè)大學(xué)的唐雄民[13]等人在串聯(lián)諧振式結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上通過曲線擬合及仿真研究得出了DBD型發(fā)生器的等效模型,利用等效模型推導(dǎo)出了供電電源電氣參數(shù)的表達(dá)式,進(jìn)行實(shí)驗(yàn)得出了較為一致的結(jié)果;楊前[14]等人提出了結(jié)合零電壓開關(guān)的高頻交流脈沖密度調(diào)制技術(shù),能夠把高頻環(huán)節(jié)頻率固定的電壓失真地合成低頻電流或電壓信號,使得控制精度更高,輸出的波形更接近正弦波;Koudriavtsev[15]等人采用脈寬調(diào)制全橋式逆變電源實(shí)現(xiàn)了頻率為7kHz、輸出功率為3kW的激勵電源;Alonso[16]等人采用壓電變壓器(piezoelectric transformer:PT)技術(shù),將激勵電源頻率提升至40.6kHz;此外,Amjad[17]等人采用無變壓器(transformerless)技術(shù),利用LCL諧振功率逆變器(LCL resonant power converter)可使激勵頻率達(dá)到幾十kHz,孫保民[18]、杜伯學(xué)[19]等人研究了電源頻率對介質(zhì)阻擋放電脫除去氮氧化物的影響,認(rèn)為在能耗效率基本不變的情況下,除去率隨頻率的增加先升高后降低。

本文使用金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor: MOSFET)作為開關(guān)器件,探討了內(nèi)部控制策略,研制了基于SG3525A芯片的控制電路,擬設(shè)計頻率在15～50kHz、電壓在0～6kV的高頻高壓激勵電源,以臭氧發(fā)生為例,驗(yàn)證該高頻高壓電源的穩(wěn)定性。

1 介質(zhì)阻擋放電反應(yīng)器負(fù)載特性分析

由大氣壓介質(zhì)阻擋放電構(gòu)成的等離子體反應(yīng)器,可以等效為由高壓電極、電介質(zhì)層、放電氣隙和接地電極組成的有損耗電容,具有阻容性負(fù)載特性。大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器基本結(jié)構(gòu),如圖1所示,高壓電極兩面覆蓋電介質(zhì)層,與兩側(cè)接地電極構(gòu)成雙放電間隙結(jié)構(gòu)。

圖1 大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器基本結(jié)構(gòu)

在一個激勵周期內(nèi),大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器可分為三種工作狀態(tài),電荷電壓圖形中分別對應(yīng)A、B、C三個位置,如圖2所示,對應(yīng)工作狀態(tài)如圖3所示。

圖2 反應(yīng)器電流電壓波形示意圖

(a)A工作狀態(tài) (b)B工作狀態(tài) (c)C工作狀態(tài)

A狀態(tài)表示反應(yīng)器未放電的狀態(tài),放電間隙內(nèi)不存在微放電通道,B狀態(tài)表示放電間隙部分放電的狀態(tài),C狀態(tài)表示放電間隙內(nèi)全部被放電通道充滿,并穩(wěn)定放電的狀態(tài)。

A狀態(tài)為反應(yīng)器模塊未放電時的狀態(tài),此時放電間隙內(nèi)沒有形成放電通道,反應(yīng)器的等效電容CA,如式(2)所示。

(2)

B狀態(tài)為放電間隙內(nèi)部分放電的狀態(tài),此狀態(tài)是個過渡狀態(tài),即隨著激勵電壓增加,放電間隙內(nèi)逐漸產(chǎn)生放電通道,并且放電通道數(shù)量也隨激勵電壓增加而逐漸增多,傳導(dǎo)的電荷量也相應(yīng)增加。其中,放電間隙的等效電容Cg1隨放電通道數(shù)量增多逐漸減小。將電介質(zhì)層的等效電容Cd分為兩部分,Cd1表示放電間隙未放電位置對應(yīng)的電介質(zhì)等效電容,Cd2表示放電位置對應(yīng)的電介質(zhì)等效電容,則有Cd1+Cd2=Cd。此時反應(yīng)器模塊的總等效電容CB,如式(3)所示。

(3)

C狀態(tài)為放電間隙內(nèi)全部被放電通道充滿并穩(wěn)定放電時的狀態(tài),若放電通道布滿整個放電空間,放電間隙相當(dāng)于導(dǎo)體,電導(dǎo)率非常高,此時反應(yīng)器模塊的總等效電容CC就等于Cd即CC=Cd。而在實(shí)際應(yīng)用中,放電通道很難充滿整個放電氣隙,C狀態(tài)很難達(dá)到。

A狀態(tài)沒有放電時的電容為CA,C狀態(tài)的等效電容為CC,B狀態(tài)為過渡狀態(tài),等效電容CB在不斷變化。在實(shí)際應(yīng)用中,通過對大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器進(jìn)行優(yōu)化,使放電狀態(tài)更接近C狀態(tài),在放電間隙內(nèi)產(chǎn)生更多的微放電通道,才能使等離子體化學(xué)反應(yīng)更有效地進(jìn)行。所以介質(zhì)阻擋放電為非線性容性負(fù)載。

在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中,對激勵電源以及大氣壓介質(zhì)阻擋放電裝置進(jìn)行優(yōu)化配比,使放電盡可能接近狀態(tài)C,讓放電空間內(nèi)充斥盡可能多的放電通道,可以使放電空間內(nèi)的化學(xué)反應(yīng)更有效地進(jìn)行。

2 電源主回路設(shè)計

2.1 主回路拓?fù)?/h3>

電源電路包括整流電路、逆變電路、驅(qū)動電路、控制電路及高頻變壓器。其主要工作流程為:電源的輸入為電網(wǎng)的工頻交流電,經(jīng)過整流電路后變?yōu)橹绷麟?經(jīng)過逆變電路后,輸出高頻交流電,經(jīng)高頻變壓器升壓后輸出高頻高壓至相應(yīng)負(fù)載,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖,如圖4所示。

圖4 高頻高壓電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

其中整流電路采用全橋整流,逆變電路利用兩只開關(guān)管做成半橋逆變電路,其中控制電路及驅(qū)動電路的供電由輔助電源實(shí)現(xiàn),頻率的變化通過控制電路核心芯片SG3525A控制開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷實(shí)現(xiàn)。

其中,整流電路采用單相不可控橋式整流電路,F2AL250V熔斷器作為過流保護(hù),由EMC濾波電路濾除電網(wǎng)雜波后,利用D25XB100整流橋整流,逆變電路采用半橋逆變結(jié)構(gòu),型號為IRFP460A的MOSFET作為功率開關(guān)管使用,控制電路選擇基于脈沖寬度調(diào)制集成控制芯片SG3525A的控制系統(tǒng),高頻變壓器的設(shè)計也尤為關(guān)鍵,磁芯材料選擇更適合在較高頻率下工作的鐵氧體,雖然飽和磁通密度較低,但高頻下的鐵損較小,且成本較低。此外,還包括匝數(shù)、線徑的設(shè)計以及電感量的測量等。主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),如圖5所示。

圖5 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2.2 逆變電路

半橋逆變電路由兩個橋臂組成,其中0點(diǎn)為電源中點(diǎn),由分壓電容C1和C6取得,使得上下部分電壓相等,為整流后電壓U0的一半。當(dāng)高電平信號給到MOSFET管Q2時,Q2導(dǎo)通,Q3關(guān)斷,此時電容C1的電壓通過Q2給到變壓器TL1的原邊繞組,繞組兩端電壓等于C1兩端電壓,為1/2U0,Q3所承受電壓為輸入電壓U0,當(dāng)Q2關(guān)斷,Q3還未導(dǎo)通時,由于變壓器繞組電感及漏感的作用,使得原邊繞組中積蓄有電流,電流通過Q3的續(xù)流二極管給電容C6充電,變壓器兩端電壓就會變?yōu)樨?fù)值;當(dāng)高電平信號給到Q3時,Q3導(dǎo)通,Q2關(guān)斷,此時電容C6的電壓通過Q3給到變壓器TL1的原邊繞組,繞組兩端電壓等于C6兩端電壓,為-1/2U0,Q2所承受電壓為輸入電壓U0,當(dāng)Q3關(guān)斷,Q2還未導(dǎo)通時,由于變壓器繞組電感及漏感的作用,使得原邊繞組中積蓄有電流,電流通過Q2的續(xù)流二極管給電容C1充電,此時變壓器原邊電壓恢復(fù)為正電壓。逆變電路圖,如圖6所示。

圖6 逆變電路

電路中連接的聚丙烯電容C5,除了起到隔絕直流的作用外,也可以按捺變壓器TL1出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象。變壓器產(chǎn)生偏磁的原理如下:當(dāng)變壓器偏磁時,變壓器一次側(cè)電壓波形發(fā)作正負(fù)半波脈沖電壓的伏秒乘積不等,變壓器磁芯趨于單向飽和,導(dǎo)致勵磁電流急劇增大,這種不平衡會隨時間累積下來,勵磁電流能夠大到將變壓器焚毀,隔直電容法按捺偏磁是在變壓器一次側(cè)串聯(lián)一個參數(shù)適宜的電容,此電容能夠消除變壓器一次側(cè)電壓波形中的直流成分,當(dāng)單向伏秒積增大時,發(fā)生的直流成分會被隔直電容按捺,在一定程度上電路變壓器偏磁遭到按捺。MOSFET輸出電壓波形圖,如圖7所示。

圖7 MOSFET輸出波形

2.3 高頻變壓器

本設(shè)計激勵電源要求變壓器工作在15～50kHz的頻率范圍內(nèi),這就要求在該頻率范圍內(nèi)磁芯材料的功率損耗盡可能小,磁通密度高,溫度升高時飽和磁通密度降低盡量小。本文選用變壓器磁芯為U形錳鋅鐵氧體磁芯,相對于硅鋼片和非晶磁芯,鐵氧體磁芯更適合在較高的頻率下工作。雖然鐵氧體磁芯飽和磁通密度較低,約4000Gs,僅相當(dāng)于硅鋼片磁芯的1/4～1/5,并且溫度特性一般,機(jī)械性能也脆弱易碎,但其具有較高的電阻率(102～109Ω·cm),非常小的高頻鐵損,而且價格便宜。U形磁芯的漏磁大于E形磁芯,考慮到所要求的變壓器輸出功率小,體積不大,選取U形磁芯在不影響電源和變壓器性能的基礎(chǔ)上,更有利于參數(shù)調(diào)整和制作加工。并利用聚酯分子薄膜復(fù)合纖維組織絕緣紙,以降低層間絕緣實(shí)際有效厚度,減少漏感。

對于小型高頻變壓器參數(shù)原邊及副邊繞組參數(shù)的設(shè)計,要根據(jù)輸入輸出電壓、激勵頻率、U形磁芯參數(shù)來設(shè)計。在激勵頻率較高的情況下,需考慮導(dǎo)線的趨膚效應(yīng),并以此確定所使用的導(dǎo)線型號。針對進(jìn)行方形震蕩波轉(zhuǎn)換的高頻變壓器設(shè)備而言,原邊繞組匝數(shù)N1為:

(4)

式(4)中,UOut為大功率逆變器輸出的工作電壓幅值,即為施加于原邊繞組上的工作電壓幅值;B為磁芯工作磁通密度,這里取1000Gs;S為磁芯的有效截面積,PC40磁芯的截面積為6.39cm2;f為變壓器運(yùn)行工作頻率,這里選取范圍為15～50kHz。副邊繞組匝數(shù)N2根據(jù)所需提升工作電壓的差異,可由式(5)計算。

(5)

理論上在計算出原邊繞組匝數(shù)和副邊繞組匝數(shù)后,在實(shí)際應(yīng)用中應(yīng)根據(jù)反應(yīng)器荷載的實(shí)際狀況來明確具體詳細(xì)的繞組匝數(shù)。其基本原則是,在保證反應(yīng)器正常高效運(yùn)行的同時,盡量降低繞組匝數(shù),將變壓器漏感降至最小。針對變壓器設(shè)備繞線的線徑,需要計算對其通過繞組的電流,根據(jù)電流密度計算橫截面積,最后根據(jù)查表法參考相應(yīng)表格,查算出對應(yīng)線徑。通過原邊繞組的電流為:

(6)

因?yàn)榻饘賹?dǎo)線為銅線,相對應(yīng)工作電流有效密度范圍2.9～3.5A/mm2,選取工作電流有效密度3A/mm2。由于導(dǎo)線中通過交變電流時會產(chǎn)生集膚效應(yīng),當(dāng)交變電流通過時相當(dāng)于導(dǎo)線的有效截面積縮小,使得在高頻變壓器工作時,實(shí)際電阻要比導(dǎo)線在直流電作用的情況下大,工作頻率越高,這種效應(yīng)越明顯,導(dǎo)線電阻增加的越多。金屬導(dǎo)線經(jīng)過高頻交變工作電流時有效截面積的減少能夠用穿透深度來進(jìn)行反映,其意義是交變工作電流沿金屬導(dǎo)線表層開始可以到達(dá)的徑向?qū)嶋H深度,其計算公式為:

(7)

式(7)中,ω是角頻率;當(dāng)選用銅導(dǎo)線時,電阻率γ=58×106(Ω·m);μ為銅導(dǎo)線的相對磁導(dǎo)率。在15～50kHz的工作頻率下,Δ的取值范圍為0.36～0.64mm。選用高頻變壓器繞組導(dǎo)線的線徑時,應(yīng)使其低于兩倍穿透深度,當(dāng)導(dǎo)線確定完畢的截面直徑較由穿透深度決定的最大有效直徑較高時,采用小直徑的多股導(dǎo)線進(jìn)行并行繞制。

依據(jù)以上原理,通過運(yùn)算得到原邊繞組匝數(shù)100,原邊繞組選用線徑為0.5mm的雙股繞線;副邊繞組匝數(shù)1600,副邊繞組選取線徑為0.2mm單股繞線。

3 控制與驅(qū)動電路設(shè)計

3.1 控制策略及控制電路

由于介質(zhì)阻擋放電為非線性容性負(fù)載,且各參數(shù)受外部因素如氣流量、放電溫度,因此需要相應(yīng)的控制策略以達(dá)到放電系統(tǒng)整體穩(wěn)定運(yùn)行的目的。脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation:PWM)是主要用于產(chǎn)生一定占空比與特定頻率的方波,用于控制MOSFET的導(dǎo)通與關(guān)斷。固定開關(guān)管的工作頻率,調(diào)節(jié)其導(dǎo)通的時間比例,從而調(diào)節(jié)輸出給負(fù)載的電壓與電流大小的調(diào)制方式叫做脈沖寬度調(diào)制,調(diào)節(jié)導(dǎo)通時間的PWM調(diào)制原理圖,如圖8所示。

圖8 脈沖寬度調(diào)制原理

其工作原理是利用比較器對指令電壓與最大值為VCP的鋸齒波電壓VC進(jìn)行比較,當(dāng)VB≥VC時,使得晶體管導(dǎo)通;反之,晶體管關(guān)斷。

PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反饋控制,可滿足穩(wěn)定電壓的要求,電流型控制器增加了電流反饋控制,除了穩(wěn)定輸出電壓外,還具有以下優(yōu)點(diǎn),當(dāng)流經(jīng)開關(guān)管的電流達(dá)到給定值時,開關(guān)管自動關(guān)斷,自動消除工頻輸入電壓經(jīng)整流后的紋波電壓,在電源輸出端,300Hz以下的紋波電壓很低,因此可減小輸出濾波電容的容量大小。多臺電源并聯(lián)工作時,PWM控制器具有內(nèi)在的均流能力,具有更快的負(fù)載動態(tài)響應(yīng)。目前比較常用的電源集成控制器有SG3524、SG3525A、TL494、UC3842等。本文選用SG3525A作為PWM控制器,SG3525A振蕩器通過外接時基電容和電阻產(chǎn)生鋸齒波振蕩,同時產(chǎn)生時鐘脈沖信號,該信號的脈沖寬度與鋸齒波的下降沿相對應(yīng)。時鐘脈沖作為由觸發(fā)器組成的分相器的觸發(fā)信號,用來產(chǎn)生相位相差180°的一對方波信號,即UT1和UT2,誤差放大器是一個雙極差分放大器,經(jīng)差分放大的信號U1與振蕩器輸出的鋸齒波電壓U5加至PWM比較器的負(fù)、正輸入端,比較器輸出的調(diào)制信號經(jīng)鎖存后作為或非門電路的輸入信號UP,或非門電路在正常情況下具有三零輸入:分相器的輸出信號UT1或UT2,PWM調(diào)制信號UP和時鐘信號UC。或非門電路的輸出U01和U02即為圖騰柱電路的驅(qū)動信號。各部分波形示意圖,如圖9所示。

圖9 SG3525A各部分波形

采用SG3525A作為PWM控制芯片,用于控制半橋逆變電路,控制電路圖,如圖10所示。

圖10 控制電路

采樣電壓接SG3525A內(nèi)部誤差放大器的管腳1反相輸入端,為調(diào)節(jié)采樣電壓與參考電壓的比較值,在1腳回路串接可調(diào)電位器RV2以便于調(diào)節(jié)采樣電壓,在誤差放大器同相輸入端引腳2與補(bǔ)償信號輸入端引腳9間接入電阻構(gòu)成比例回路,引腳5、6為定時電容與定時電阻接入端,用于調(diào)節(jié)輸出頻率,引腳5與引腳7之間連接放電電阻以構(gòu)成放電回路,引腳8為軟啟動端,連接電容用于SG3525A的軟啟動。SG3525A利用關(guān)斷控制電路對每個脈沖電流進(jìn)行限流控制,其方法為將過流脈沖信號送至關(guān)閉控制引腳10,當(dāng)引腳10的電壓超過某個值時進(jìn)行限流操作或?qū)WM鎖存器關(guān)斷輸出,到下一個周期才恢復(fù),如果引腳10的信號持續(xù)時間較長,則由啟動電路重新啟動工作。管腳11和管腳14輸出兩路PWM,送給驅(qū)動電路驅(qū)動控制MOSFET;引腳13與15為偏置電源的接入端,電源電壓為+12V;基準(zhǔn)電壓由16腳取得,經(jīng)過電阻分壓后接誤差放大器的同相輸入端。

SG3525A芯片振蕩頻率由Ct、Rt、Rd決定,頻率調(diào)節(jié)范圍由15～50kHz。芯片振蕩頻率估算公式如式(8)所示。

(8)

3.2 驅(qū)動電路

SG3525A的PWM模塊,產(chǎn)生兩路PWM信號,分別輸送給到控制電路的輸出端即驅(qū)動電路輸入端的兩組TC4422芯片,通過驅(qū)動電路將輸出的脈沖信號進(jìn)行功率放大,最后得到驅(qū)動MOSFET所需的交替高低電平。

利用TC4422進(jìn)行推挽式輸出,交替輸出高低電平進(jìn)行MOSFET的導(dǎo)通關(guān)斷控制,并利用變壓器T4進(jìn)行電氣隔離,使一次側(cè)與二次側(cè)的電氣完全絕緣,也使該回路隔離,利用鐵芯的高頻損耗大的特點(diǎn),抑制高頻雜波傳入控制回路。此外,保護(hù)人身安全,隔離危險電壓。驅(qū)動電路圖,如圖11所示。

圖11 驅(qū)動電路

可以看出,開關(guān)管輸出波形為一個近似的方波,TC4422通過驅(qū)動電路輸出到開關(guān)管的導(dǎo)通信號為相加比例小于100的方波信號,因?yàn)楫?dāng)開關(guān)管導(dǎo)通比例相加達(dá)到100會使得兩個開關(guān)管存在同時導(dǎo)通的情況,產(chǎn)生短路狀態(tài)燒毀開關(guān)管。TC4422輸出波形,如圖12所示,產(chǎn)生的方波可以供給MOSFET通斷使用。

圖12 TC4422兩路輸出波形

4 臭氧發(fā)生的穩(wěn)定性實(shí)驗(yàn)

大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器三維結(jié)構(gòu)圖和外觀圖,如圖13和圖14所示。

圖13 大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器三維結(jié)構(gòu)圖

圖14 大氣壓非平衡等離子體源反應(yīng)器外觀圖

大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器采用矩形薄平板結(jié)構(gòu),主要由α-Al2O3電介質(zhì)層、高壓電極、接地電極、原料氣體入口、反應(yīng)產(chǎn)物出口、冷卻水入口、冷卻水出口和密封側(cè)板組成。利用冶貼方法將銀高壓電極覆蓋在α-Al2O3電介質(zhì)層表面構(gòu)成高壓電極,并放置在兩接地電極之間,組成雙電離腔結(jié)構(gòu),放電間隙為0.5mm,誤差要求小于±1%,每個電離腔放電面積為157×118mm2。大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器采用窄放電間隙結(jié)構(gòu)的益處是實(shí)現(xiàn)了大氣壓下的強(qiáng)電場放電,提高放電空間電離度和電離區(qū)域占空比,增強(qiáng)等離子體化學(xué)反應(yīng)效能。接地電極上設(shè)置有冷卻液進(jìn)口和出口,冷卻液通過反應(yīng)器接地電極,對反應(yīng)器電極和內(nèi)部進(jìn)行降溫。接地電極由316L不銹鋼加工獲得。

實(shí)驗(yàn)中采用純度為99%的氧氣作為反應(yīng)氣體,經(jīng)過減壓閥后利用質(zhì)量流量控制計調(diào)節(jié)氣體流量,反應(yīng)后的氣體一部分送入氧活性粒子檢測儀,多余氣體送入分解裝置進(jìn)行分解。實(shí)驗(yàn)中采用自制高頻高壓激勵電源將工頻220V交流電升頻升壓,高頻高壓電源電壓峰值約為6kV,頻率為15～50kHz。電流電壓波形通過高壓探頭及電流探頭測量,高壓探頭型號為美國泰克的Tektronix P6015A,變比為1000:1,電流探頭型號為Tektronix P6022,示波器采用美國Tektronix生產(chǎn)的DPO4104數(shù)字存儲示波器,采樣率為5GS/s,帶寬1GHz。利用BMT964紫外臭氧檢測儀進(jìn)行檢測臭氧產(chǎn)生濃度,通過調(diào)節(jié)激勵電源頻率,使其與等離子體反應(yīng)器負(fù)載相匹配,研究激勵電源頻率與功率對臭氧產(chǎn)生效能的影響。臭氧發(fā)生與檢測系統(tǒng)示意圖,如圖15所示。

圖15 臭氧發(fā)生與檢測系統(tǒng)示意圖

控制氧氣流量為1L/min,頻率在15～17kHz下分別對不同功率下的臭氧濃度進(jìn)行測量,如圖16所示。

圖16 不同頻率下氧活性粒子濃度隨功率變化

在功率20～50W階段,可以發(fā)現(xiàn),三個頻率下的臭氧濃度幾近無差別,電源功率增加至50W后,濃度開始出現(xiàn)差別,最終在功率為140W達(dá)到峰值,濃度分別為172.6g/cm3、160.9g/cm3、157.2g/cm3。電源功率過高使電極和氣體溫度升高,導(dǎo)致臭氧生成后再次分解,因此需要適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)電源功率。

在原料氣體流量一定的情況下,臭氧的產(chǎn)量由臭氧濃度決定。隨著輸入功率的增加,臭氧產(chǎn)量也是在達(dá)到一個最高值后開始下降,如圖17所示。

圖17 不同頻率下氧活性粒子產(chǎn)量隨功率變化

最大產(chǎn)量出現(xiàn)在流量為1L/min、輸入功率為140W時,其值為10.3g/h,此時對應(yīng)臭氧濃度為172.6g/cm3。盡管在低流量時臭氧濃度較高,但受流量限制,產(chǎn)量較低。因此,應(yīng)根據(jù)實(shí)際應(yīng)用中對濃度和產(chǎn)量的需要,調(diào)整大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器的工作狀態(tài)。

能耗效率也是反映大氣壓非平衡等離子體反應(yīng)器性能的重要參量,能耗效率隨輸入功率的變化情況,如圖18所示。

圖18 不同頻率下能量效率隨功率變化

在不同頻率下,最大能耗效率都出現(xiàn)在較低的輸入功率時,且能耗效率隨著輸入功率的增大而減小。在該放電條件下,電源可穩(wěn)定輸出。

5 結(jié)論

本文通過對負(fù)載特性、電源的主電路拓?fù)洹⒏哳l高壓電源流程結(jié)構(gòu)的分析,設(shè)計頻率15～50kHz、電壓0～6kV的高頻高壓電源?？刂齐娐凡捎眯酒琒G3525A,可以驅(qū)動開關(guān)頻率高的MOSFET器件,反應(yīng)速率高,抗干擾性能卓越。驅(qū)動電路采用TC4422作為驅(qū)動器,TC4422是強(qiáng)電流驅(qū)動器,能夠驅(qū)動大功率MOSFET,具有很高的輸出驅(qū)動電壓幅值,利用其進(jìn)行推挽輸出,交替輸出高低電平進(jìn)行MOSFET的導(dǎo)通關(guān)斷控制。

采用該高頻高壓電源,以臭氧產(chǎn)生為應(yīng)用實(shí)例,驗(yàn)證電源穩(wěn)定性。在電源頻率15～17kHz范圍內(nèi),隨著功率的逐漸升高,氧活性粒子濃度逐漸升高及產(chǎn)量逐漸升高,在功率140W時達(dá)到最高,濃度為172.6g/cm3,產(chǎn)量為10.3g/h。在不同頻率下,最大能耗效率都出現(xiàn)在較低的輸入功率時,且能耗效率隨著輸入功率的增大而減小。針對該臭氧發(fā)生負(fù)載,電源在15～17kHz范圍內(nèi)可輸出足夠的功率,使臭氧發(fā)生器穩(wěn)定運(yùn)行。